Аракелян А.К., Афанасьев А.А. Вентильные электрические машины в системах регулируемых электроприводов. Том 2

Подождите немного. Документ загружается.

287

286

Нормализованный ток управления транзисторами

имеет

единичную амплитуду и в общем случае подразделяется на три

интервала: на первом и третьем (длительностями

1п



3п



) ток

постоянен, на втором - меняется с частотой модуляции ШИР.

Суммарный интервал



совпадает с углом проводимости

транзисторов при максимальном значении выходного напряжения

ПЧ.

При



промежуточные интервалы выбираются

одинаковыми и равными

3

. При







третий интервалал

отсутствует, а два первых одинаковы.

Формирование токов управления в расчетной программе

производится путем последовательного использования двух

логических операций умножения и сложения:

уу у

iii





;





iii

у у у

Рис.18.26. Управление транзисторным мостом

Формы промежуточных токов



;



приведены на

рис.18.26,б, в, е.

Наличие в программе токов управления двух видов

позволяет реализовать три алгоритма управления транзисторами.

Алгоритм 1: в качестве токов управления используются токи

При модуляционном запирании ПЧ закрываются одновременно

транзисторы в четных и нечетных плечах моста. Ток нагрузки

замыкается через диоды и источник питания. Форма напряжения

на выходе ПЧ зависит от величины тока и параметров нагрузки.

Алгоритм 2: током упра вления являет ся ток

. При

модуляционном запирании ПЧ закрывается транзистор только

одного плеча (четный или нечетный). Ток нагрузки замыкается

через диод и незапертый транзистор, минуя источник питания.

Форма выходного напряжения ПЧ зависит от величины тока и

параметров нагрузки. Алгоритм 3: Токи управления те же, что и в

предыдущем алгоритме, но на интервале модуляционного

выключения четного (нечетного) транзистора одновременно

открываются все нечетные (четные) транзисторы, т.е. имеет

место трехфазное короткое замыкание выхода ПЧ. Ток нагрузки

замыкается, минуя источник питания. Форма выходного линейного

напряжения ПЧ не зависит от величины тока и параметров

нагрузки.

18.5.5. Практическая реализация математической модели

В электроприводах подачи металлорежущих станков находят

применение синхронные двигатели с постоянными феррито-

бариевыми магнитами. Опытные образцы двигателя СДПМ

100L8У4 с номинальным моментом 27 Нм были изготовлены с

двумя вариантами роторов: с массивными и шихтованными

полюсными сердечниками. Параметры схемы замещения

(рис.18.24) с



, приведенные в табл. 4.4, соответствуютт

ротору с массивными полюсными сердечниками.

Дифференциальные уравнения (18.77)-(18.80) с учетом

зависимостей (18.72), (18.74), (18.76) могут быть записаны в

нормальной форме Коши, позволяющей легко разрешить их

относительно производных переменных состояния:

289

288

A 

, (18.81)

где





uix 

– вектор-столбец неизвестных, имеющий при

выбранных значениях



;



размерность



;

fA; – квадратная матрица и вектор-столбец с размерностями

соответственно



Результаты численного решения уравнения (18.81) методом

Рунге-Кутта 4-го порядка для случая подключения к источнику

питания ВД, ротор которого имеет массивные полюсные

наконечники и вращается с номинальной частотой (1000 об/мин),

приведены на расчетной осциллограмме (рис.18.27). При этом было

выбрано: Алгоритм 3 управления транзисторами;







;

1000

нес



;











275,0

;

1в







;



Нм.

У двигателя СДПМ 100L8У4 были приняты следующие

значения параметров:

450



В;

3402,0







Вб;

0094,0



Гн; 0155,0



L Гн; 64,0



r Ом;

02,0



кг.м2; 4



p ;

1040 

мах

Ом;

11,0



min

Ом;

20

Ом;

102





Ф.

Сервисная часть программы позволяет определить на основе

расчета вектора переменных

ряд других величин и

характеристик совместной работы ПЧ и магнитоэлектрического

синхронного двигателя. В частности определяются: мгновенные и

действующие значения токов и напряжений в элементах ПЧ, в фазах

и ветвях схемы замещения двигателя; уровни потерь в стали

статора и ротора, в обмотке ВД, в нелинейных резисторах

моделирующих вентили ПЧ; мощности: кажущаяся, активная,

реактивная, искаженная на выходе ПЧ; первые гармоники токов и

напряжений обмотки якоря ВД, их угловые показатели; влияние

вихревых токов в стали на формирование электромагнитного мо-

мента ВД.

Величины потерь в стали статора





и ротора





для

установившегося режима с разными значениями несущей частоты

ШИР, но с теми же прочими исходными данными, что и на рис.18.27

даны в табл.18.4.

При использовании параметров ротора с шихтованными

полюсными наконечниками из стали 1411 толщиной 0,35 мм

расчетные потери в стали ротора снижаются более чем в 5 раз.

Опытная величина потерь холостого хода синхронного двигателя

(для обесточенной обмотки статора) при 1000 об/мин составляет

120 Вт. Эти потери определены при работе синхронной машины

генератором вхолостую по результатам измерения мощности при-

водного двигателя. Потери в стали статора от высших гармоник

ПЧ для

1000

нес



Гц составят

24120144





Вт. Опытноее

значение мощности, рассеиваемой корпусом двигателя (при

номинальном перегреве обмотки статора и отсутствии наружного

Рис.18.27. Расчетные осциллограммы включения двигателя (

;

- на-

пряжение и ток фазы якоря;

( 6,...2,1



) - токи вентилей диодного

моста;

- электромагнитный момент)

нес

f ,Гц

250 500 1000 2000 3000

П , Вт

154,58 148 144,03 141,22 140,51

П ,Вт

514,48 423,15 336,75 253,52 239,69

Таблица 18.4

291

290

обдува), равно 300 Вт. Поскольку потери в меди статора и

механические составляют соответственно 124 и 15 Вт, то при

моменте на валу 21 Нм допустимо длительное выделение потерь

в роторе (

1000

нес



Гц) не более 300 -144 -124 -15 = 17 Вт. При

массивных полюсных сердечниках потери в роторе существенно

больше (337 Вт), поэтому указанный момент может выдерживаться

кратковременно (согласно техническим требованиям на

рассматриваемые ВД, момент на скорости 1000 об/мин должен

быть не менее 0,5

в течение 1 мин. За номинальный момент

(

) принимается длительно допустимый момент стопорного

режима). При шихтованном исполнении ротора расчетное значение

потерь в нем равно 58 Вт. Легко подсчитать, что в стопорном

режиме ВД с шихтованным ротором при пропорциональности

электромагнитного момента току статора и сохранении прежними

потерь в стали от высших гармоник напряжения (

825824





Вт)

может длительно выдерживать момент 27,7 Нм. Тепловыми

испытаниями этих двигателей (с удовлетворительно

намагниченными магнитами) в стопорном режиме был установлен

длительно допустимый момент в 27 Нм.

Для увеличения момента двигателя при заданном уровне

перегрева обмотки статора, упрощения технологии его изготовления

полюсные сердечники ротора целесообразно выполнять

шихтованными.

Некоторое снижение потерь в стали при увеличении несущей

частоты ШИР ПЧ, показанное в табл. 18.4, связано с уменьшением

тока от гармоник выходного напряжения, имеющих частоты близкие

нес

Низкочастотные составляющие напряжения на выходе ПЧ

задаются суммарным углом проводимости транзисторов



остаются практически неизменными при указанном способе

регулирования напряжения ПЧ.

Вихревые токи в стали статора и ротора оказывают влияние

на величину электромагнитного момента ВД. Завышение величи-

ны момента, подсчитанного без учета действия вихревых токов,

может достигать 20%. Например, на расчетной осциллограмме

(рис.18.27) в конце одного из интервалов (при

103



t

с)

модуляционного выключения транзисторов (на таких интервалах

вихревые токи особенно сильно выражены) минимум

электромагнитного момента составит 16,37 Нм вместо 19,62 Нм

при неучете действия вихревых токов.

Выводы

1. Предложены электрическая схема замещения

магнитоэлектрического синхронного двигателя и способ

определения ее параметров, позволяющие оценить влияние

вихревых токов в стали статора и ротора на величину потерь и

электромагнитный момент двигателя при его питании от ПЧ.

2. Математическая модель ВД учитывает основные

физические особенности режима его питания и допускает вариацию

алгоритмов управления вентилями ПЧ.

3. Вихревые токи в стали статора и ротора оказывают

влияние на величину электромагнитного момента ВД. Завышение

величины момента, подсчитанного без учета действия вихревых

токов, может достигать 20%.

4. Для увеличения момента двигателя при заданном уровне

перегрева обмотки статора, упрощения технологии его изготовления

целесообразно полюсные сердечники ротора выполнять

шихтованными.

290

292 293

пространственного распределения отличаются большой

трудоемкостью, и их достоверность может быть принципиально

недостаточно высокой. Существенное увеличение надежности

расчетов может достигаться использованием в массиве исходных

данных частотных свойств реальных ЭМ и аппарата частотных

характеристик.

В вентильном двигателе постоянного тока, как и в аналогичном

двигателе с механическим коллектором, преобладающая часть

электрических н магнитных потерь выделяется в активных частях

электрической машины. Потери в вентильном коллекторе

рассматриваемого типа будут примерно такие же, как и в

механическом. В первом приближении они оцениваются

равенством:

пвк

2П IU



С помощью такой же формулы рассчитываются электрические

потери и в механическом коллекторе, причем падения напряжения

на щеточном контакте и на открытом полупроводниковом вентиле

будут примерно одинаковы (около 1 В). Но в механическом

коллекторе кроме электрических потерь имеют место потери из-

за трения щеток о поверхность коллектора, которые зависят от

скорости и могут иметь такой же порядок, что и электрические

потери. Поэтому вентильный коллектор с энергетической точки

зрения является более совершенным устройством.

Расчет основных потерь в активных частях электрической

машины (синхронного двигателя) при известных первых

гармониках тока якоря, магнитной индукции в воздушном зазоре и

постоянной составляющей тока возбуждения производится

обычными методами.

В настоящей главе основное внимание уделяется методике

расчета и оценке добавочных потерь, обусловленных токами

высших гармонических.

19.2. Классические методы расчета дополнительных явлений

При анализе режимов ЭМ с несинусоидальным питанием

обычно используют методы разложения периодических кривых

ЧАСТЬ ПЯТАЯ

ЭНЕРГЕТИКА РАБОТЫ ВЕНТИЛЬНОГО ДВИГАТЕЛЯ

В РЕГУЛИРУЕМОМ ЭЛЕКТРОПРИВОДЕ

Г л а в а д е в я т н а д ц а т а я

ДОПОЛНИТЕЛЬНЫЕ ПОТЕРИ В ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ МАШИНЕ

ПРИ РАБОТЕ С ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕМ ЧАСТОТЫ

19.1. Общие замечания

Современные электроустановки отличает широкое

использование полупроводниковых вентильных элементов,

функциональные и преобразовательные устройства на основе

которых обеспечивают эффективное формирование требуемых

технико-экономических характеристик. Однако специфика рабочих

свойств вентильных устройств оказывает и негативное влияние

на энергетические, а также и функциональные показатели

электрических машин (ЭМ), работающих в этих установках.

Нелинейность вольт-амперных характеристик вентилей вызывает

появление сопутствующих гармоник токов и напряжений. В

большинстве случаев ЭМ переменного и постоянного тока

рассчитываются на стадии проектирования на режим

соответственно синусоидального или беспульсационного изменения

якорных токов и напряжений. Вместе с тем все большее

распространение получают также ЭМ, специально

предназначенные для совместной работы с преобразователями

частоты, у которых электромагнитные процессы имеют

периодический несинусоидальный характер (вентильные

электрические машины, асинхронные двигатели для частотно-

регулируемых приводов и др.). Для оценки рабочих свойств как

этих машин, так и предыдущих необходим количественный анализ

дополнительных явлений, обусловленных наличием сопутствующих

гармоник переменных.

Как известно, аналитические и численные расчеты

электромагнитных процессов в ЭМ из-за нелинейных свойств

магнито- и электропроводящей активной среды, ее сложного

292

293

294 295

второй - используются "точные" схемы замещения синхронной

машины, учитывающие реальные контуры демпферной обмотки

[39] (см. § 1.2). В обеих моделях ПЧ рассматривается как

устройство с неизменной топологической структурой.

19.2.1. Добавочные потери в обмотке якоря

а) Добавочные потери в обмотке якоря при отсутствии

пульсаций входного тока инвертора

Из-за несинусоидального характера тока якоря вентильного

двигателя в его якорной обмотке будут выделяться добавочные

потери.

Произведем оценку этих потерь, предполагая, что пульсации

тока во входной цепи инвертора отсутствуют.

В этом случае ток якоря будет иметь форму криволинейных

трапеций, разделенных бестоковой паузой (рис. 1.22).

Гармонический состав такого тока рассмотрен в § 1.6.

При пренебрежении поверхностным эффектом в лобовых

частях обмотки, а также в элементах ее, расположенных в

радиальных вентиляционных каналах, добавочные потери в

относительных единицах будут равны:

   





























































1П

, (19.1)

где

- сопротивление фазы обмотки якоря постоянному току;

16 s

a - амплитудные коэффициенты разложений кривой тока якоря

в тригонометрический ряд;

 

16 sr

– коэффициент увеличения

потерь в пазовой части обмотки для соответствующей

гармонической;

bnl

ввл





;

здесь

l - длина лобовой части полувитка обмотки якоря;

b ,

n -

ширина и число радиальных вентиляционных каналов; l - длина

сердечника якоря без вентиляционных каналов.

рабочих величин в тригонометрические ряды Фурье. Возможны

два принципиальных подхода к такому разложению. В первом из

них форму периодической кривой выходной величины статического

преобразователя частоты (ПЧ) полагают известной, в том числе

с учетом ее коммутационных особенностей и влияния

сглаживающего фильтра (считают, например заданной форму

выходного напряжения (тока) в инверторах напряжения (тока)).

Указанный учет требует знания только сверхпереходных

параметров источника питания и нагрузки ПЧ. Второй подход

предполагает расчет с необходимой точностью периодических

кривых входа и выхода ПЧ на основе его математического

моделирования аналитическими или численными средствами. При

этом частотно-зависимые параметры роторных обмоток

вычисляются на частоте основной из высших гармонических. На

следующих этапах расчета существенных различий между этими

подходами нет: определяются конечный ряд гармонических

составляющих рабочих величин, параметры обмоток и

электропроводящих стальных участков магнитной цепи с учетом

эффекта вытеснения тока для каждой гармонической.

Дополнительные потери в проводниках и стали сердечников

находятся раздельно для каждой гармоники. Мгновенные значения

электромагнитного момента вычисляются по известным

величинам потокосцеплений и токов обмоток, взятых в виде

частичных сумм тригонометрических рядов.

Одним из достоинств классического метода следует назвать

возможность выявления потерь по каждой выделенной ветви

токораспределения. Например, в конкретном стержне, перемычке

короткозамкнутой обмотки и т. д. Существенным же его

недостатком, кроме обязательного разложения периодических

кривых в ряды, является необходимость представления в

аналитической форме сопротивлений и индуктивностей указанных

ветвей в функции частоты [111].

При расчете дополнительных потерь и явлений в вентильных

машинах (ВМ) классическим методом будем использовать два

типа их математических моделей. В первой модели демпферная

обмотка ВМ представлена двумя эквивалентными контурами, во

295

296 297







. (19.4)

В этом случае:



















09440

321

maa

, (19.5)

где

135



















; (19.6)



















661,0

038,0



m

 

  



































4313

405,0

2063,0

047,0







;(19.7)





































m

. (19.8)

Найдем в качестве примера добавочные потери в обмотке

якоря при 0 для синхронного двигателя, имеющего следующие

данные:

560

н2

P кВт; 18

m ; 57

l см;

6000

U В; 137,0

 ;



см;

600n

об/мин; 01,1

г1

k ; 5

вв

mn см.

По формулам (19.2), (19.5) - (19.8) получим

;551,0;226,0;58,2

 AA

.682,0;350,1

IrA  П

Следовательно, для данного примера эти потери составят

68,2% основных потерь в меди якоря.

В [233] показано, что при нулевом угле коммутации

добавочные потери в обмотке якоря от токов высших

гармонических равны бесконечности. Физически неприемле-

мое утверждение 

 получено, как отмечается в [111],

Коэффициент

k определяется по известной формуле [111]:

   







, (19.3)

где



- приведенная высота проводника в пазу;

- число

проводников по высоте паза.

Для гармоник с порядковым номером

16 s

(s=l, 2, 3 ...) имеем:

116





где

 - приведенная высота проводника для основной гармоники

тока якоря.

Для нахождения суммы (19.1) целесообразно производить

определение коэффициентов

k и само суммирование с помощью

интегральных методов, фиксируя три интервала значений



, на

которых функции





 и





 с достаточной точностью (около 2-3%)

аппроксимируются многочленами.

Интервал I









;

 



;







;

 



Интервал II



s

;





047003801  ,, ;



 sss

Интервал III



s

;





 ;

 ss 1

;





 2 .

Сравнительно просто выполняется суммирование ряда (19.1),

если угол коммутации принимается равным нулю. Тогда из (1.183)

следует:

297

298 299

 



























Nssaa

Raar

 

 



























1616

Nssrssr

Rakak



, (19.12)

где

 

   

sin

144





























;

(19.13)

















321

NNNNN

RRRRR



















(19.14)

Здесь

 

sin

135











































(19.15)

при

6161  sN ;









R , при

sN 

; (19.16)

 

   













































11,0006,0





































021,0016,0

   

sin

045,0



































(19.17)

при 1

 sN ;

 

   

 





















































055,0003,0

в результате определения коэффициента

k по упрощенной

формуле:

1 ak

 ,

пригодной для расчета добавочных потерь лишь от основной

гармоники тока. Однако и при использовании точной формулы для

k (19.3) расчетное значение добавочных потерь, как показывает

приведенный выше пример, представляется при 0 сильно

завышенным. Оценим эти потери с учетом угла коммутации.

Ввиду достаточно быстрой сходимости ряда (19.1) можно с

необходимой степенью точности указать значение его суммы,

выполнив суммирование членов ряда, имеющих

1 Ns

. Оценку

остаточной суммы можно произвести тем же интегральным

методом поинтервально, определяя для

Ns 

амплитуды высших

гармонических тока якоря по формуле

 

2sin16







, (19.9)

дающей по сравнению с (1.183) несколько завышенный результат.

При этом номер N следует выбирать из условия, чтобы

завышенное значение амплитуды (19.9) оставалось все же меньше

амплитуд гармонических при 0 :

 

2sin16







. (19.10)

Отсюда находим















sin



. (19.11)

Таким образом, выражение для добавочных потерь (19.1)

примет вид:

299

300 301

Следовательно, в среднем можно считать, что добавочные

потери в меди якоря составят 9,7% основных.

Из сказанного можно сделать следующие выводы.

1. Пренебрежение углом коммутации приводит к

существенному завышению расчетного значения добавочных

потерь в меди якоря (примерно в 7 раз в рассмотренном случае).

2. Метод оценки добавочных потерь в обмотке якоря с

помощью остаточных сумм вида (19.12)-(19.14) позволяет указать

достаточно узкий диапазон возможных значений добавочных

потерь. В случае необходимости сужения этого диапазона следует

увеличивать порядок остаточных сумм.

б) Добавочные потери в обмотке якоря,

обусловленные пульсациями входного тока инвертора

Наличие переменной составляющей во входном токе

инвертора вызовет дополнительные потери в обмотках и в стали

вентильного двигателя.

Кривая фазного тока двигателя как при отсутствии (см. рис.

1.22), так и при наличии (рис. 19.1) пульсаций во входном токе

инвертора обладает симметрией третьего рода:









xfTxf  2 .

Следовательно, в ней будут отсутствовать четные гармоники.

Кроме того, в трехфазной обмотке якоря без нулевого провода ток

не будет содержать 3-й гармоники и гармоник, кратных трем.

Таким образом, как и при гладком входном токе инвертора,

гармоники фазного тока будут иметь порядок: (s = l, 2, ...). Наличие

переменной составляющей во входном токе вызовет

перераспределение амплитудных и фазных коэффициентов

гармонических тока якоря.

При математическом описании кривой тока якоря с

инверторными пульсациями будем считать для простоты, что

наложение этих пульсаций на идеальную кривую якорного тока (без

инверторных пульсаций) происходит только в интервалы между

коммутациями (рис. 19.1) длительностью





 32 .

   

 

sin

0225,0



































(19.18)

при 1

 sN .









R при

6461  sN (19.19)

 

sin

























(19.20)

при 1

 sN ;

 

   

sin

260









































(19.21)

при 1

 sN .

Определим добавочные потери в обмотке якоря синхронного

двигателя из рассмотренного выше примера, приняв для

номинального режима



=10°.

Из (19.11) найдем

1,2



. Для более точной оценки-суммы

ряда (19.1) возьмем N = 6.

Так как

211

19 sssN  , последовательно из (19.13)-

(19.15), (19.17), (19.20) находим:





00041,0



R ;

















.0127,000026,000644,000600,0

321

















NNNN

RRRR

Производя точное суммирование ряда (19.12) до (N-1) члена

включительно, получаем:









aaa

rr 00395,0095,0095,0   ,

где слагаемое в круглых скобках обусловлено остаточными

суммами.





































2-6

4-6

0105,0008,0

300

302 303

Составляющая тока в фазе a якоря, вызванная инверторными

пульсациями, запишется в виде

 

 

016

16фф

16sin 











sma

tsIi

, (19.25)

где

   





 





16ф

16ф16ф  smsmsm

III







 

; (19.26)

 

16ф

arctg













; (19.27)

 - фазовый угол, зависящий от выбора начала координат..

Для начала координат, соответствующего рис. 19.1, 0

 .

Если же за начало отсчета выбран момент максимума тока

основной гармоники в фазе а (рис. 1.22), то





  .

Выражения для тока в фазах b и c аналогичны (19.25), за

Определим составляющую тока якоря, вызванную

указанными пульсациями, в виде дополнительного

тригонометрического ряда. Амплитуды синусных и косинусных

членов этого ряда можем найти, представляя переменную

составляющую входного тока инвертора конечным рядом из

разложения (8.85):

 





6пп

6sin 





. (19.22)

В результате получим:

 

















dsiI

16sin

п16ф



 

































6162

616sin232

6п









 















6

cos

6162

616sin23









 





 

































6

sin

6162

616cos21

6162

616cos21



; (19.23)

 

















dsiI

16cos

п16ф







 





























6162

616cos212

6п







 















6

cos

6162

616cos21



 





































6

sin

6162

616sin23

6162

616sin23









(19.24)

Рис. 19.1. Кривые токов на входе и выходе инвертора при наличии

"инверторных" пульсаций

303 302

304 305

потери с некоторым запасом.

Действующее значение составляющей тока якоря, внесенной

гармоникой входного тока инвертора с порядковым номером 6s

(s=l, 2,...), с учетом (7.85), (7.92) и рис. 19.1 будет равно:

 













6п6пs6ф

6cos6sin









 dsIsII

smsm

   

















































smsm

12sin

212

12sin

6п











 

.12cos1

6п6п











 



smsm

(19.28)

Подсчет токов по (19.28) для режима  40

 ; ,18

показатели которого приведены в табл. 7.1, дает следующие

значения:

;056,0

*6ф

I

,0046,0

*21ф

I

взятые в долях

амплитуды основной гармоники тока якоря.

Если ограничиться только этими двумя токами, то добавочные

потери в обмотке якоря ,

иa

 обусловленные пульсациями

входного тока инвертора, будут составлять в процентах основных





%.63,00063,02

*ф12

*ф6









При пренебрежении коммутационными участками формула

(19.28) значительно упрощается и принимает вид:

6п6ф sms

II  

. (19.29)

В этом случае исследуемые добавочные потери в долях

основных потерь обмотки якоря находим по формуле

 















*6п

6ф

2Δ3

Δ3

, (19.30)

где амплитуда гармонической составляющей входного тока

исключением того, что вместо



будем иметь соответственно





32 t и





32 t .

В качестве примера рассчитаем амплитудные и фазные

коэффициенты гармонических тока якоря по формулам (19.23),

(19.24), (19.26), (19.27) для режима ;1

**1*1

 

IU ;40



;0

;214,0

****









LL 

,0L

используя данные табл. 7.1.

При этом будем учитывать только 5, 7, 11 и 13-ю гармоники тока

якоря.

Результаты расчетов приведены в табл. 19.1.

Таблица 19.1

*фmn





*фmn





*фnn

I



5 0,094 —0,0338 0,1

—19°50

7 —0,0865 0,0657 0,109

—37°15'

11 —0,00085 0,0004 0,00094

—25°10

13 0,00178 —0,0255 0,0256 —86°

Складывая векторно полученные гармонические (19.25) с

гармониками тех же порядков (1.184), которые имеют место в

обмотке якоря при идеальном сглаживании входного тока

инвертора, определим результирующий гармонический состав

якорного тока.

При известных токах обмотки якоря можем рассчитать

добавочные потери в ней с учетом эффекта вытеснения тока для

каждой гармонической.

В случае приближенного определения добавочных потерь в

обмотке якоря от пульсаций входного тока можно и не находить

результирующий гармонический состав тока якоря. Для этого

достаточно отыскать действующее значение дополнительной

составляющей тока якоря, обусловленной указанными

пульсациями. Принимая во внимание, что, во-первых, у нормальных

(типовых) синхронных машин эффект вытеснения тока в обмотке

якоря проявляется относительно слабо, во-вторых, амплитуды

гармонических с ростом их порядка быстро убывают, можно

ожидать, что этот метод позволит оценить рассматриваемые

305 304

фmn*