Алешин Г.В., Богданов Ю.А. Эффективность сложных радио-технических систем
Подождите немного. Документ загружается.
161
а) измерение дальности;
б) измерение дальности и односторонняя связь;
в) измерение дальности и двухсторонняя связь;
г) измерение дальности, передача информации о ней на другой конец радиолинии и одно-
сторонняя связь;
д) измерение дальности, передача информации о ней на другой конец радиолинии и двух-
сторонняя связь;
е) измерение дальности и других параметров;
ж) измерение дальности, других параметров и односторонняя связь;
з) измерение дальности, других параметров и двухсторонняя связь.
2. По месту использования энергетической избыточности:
а) измерение дальности и управление параметрами сигнала на одном конце радиолинии;
б) измерение дальности на одном конце радиолинии, управление параметрами на другом;
в) измерение дальности и управление параметрами на каждом конце радиолинии.
3. По виду управляемого параметра:
а) по мощности сигнала передатчика;
б) по длительности излучаемого сигнала;
в) по времени интегрирования или по полосе пропускания системы;
г) по форме требуемого сигнала, например, при оконтуривании;
д) по нескольким параметрам одновременно или последовательно во времени.
Самым, пожалуй, простым и самым эффективным способом использования энергетической
избыточности сигнала при дальностях до объекта, меньшей максимальной, является изменение
длительности излучаемого сигнала, если сигнал является последовательным составным, и вре-
мени его интегрирования, или, например, при поиске сигнала, только при изменении времени
его интегрирования.
Необходимым элементом системы, использующей энергетическую избыточность сигнала на
малых дальностях, является, как указывалось, измеритель дальности. Поэтому использование
эффекта наиболее целесообразно в системах, одним из назначений которых является, хотя бы
грубое измерение дальности. Особенно благоприятные возможности имеются для использова-
ния эффекта в системах, использующих корреляционные методы приема последовательных со-
ставных сигналов, в частности ФМШШС. Это объясняется тем, что поиск сигнала по задержке
(синхронизацию) легко связать с хотя бы грубой оценкой дальности. С другой стороны, такие
системы, имея ряд преимуществ в помехоустойчивости по отношению к ретранслированным,
имитационным, импульсным помехам, обладают также, если не усложнять структуру, сущест-
венным недостатком — значительным временем поиска сигнала по углам, частоте и задержке
при большой априорной неопределенности. Использование эффекта позволит уменьшить такой
существенный для данных систем показатель качества, как максимальное время поиска по за-
держке. Кроме того, уменьшая длительность сигнала и время его интегрирования, можно повы-
сить скорость передачи информации, особенно на малых дальностях, на которых потребность в
обмене информацией с КА является наибольшей.
10.2. Эффективность систем, использующих энергетическую избыточность за счет умень-
шения длительности сигнала
Известно, что уровень сигнала на дальностях, меньших максимальной, растет по закону, об-
ратно пропорциональному от дальности. Однако, исходя из принципа достаточности, нет необ-
ходимости увеличивать энергию сигнала ввиду того, что вероятность правильного приема со-
общений растет медленно в соответствии с кривой типа насыщения. Нецелесообразно также
уменьшать также мощность сигнала, так как передатчик перестанет работать в лучшем режиме с
отсечкой. Поэтому для систем с последовательными составными сигналами целесообразно ме-
нять количество элементов сигнала по закону, пропорциональному квадрату от дальности.
Таким образом, нужна квадратичная зависимость количества элементов (длительности пе-
риода) последовательного составного сигнала от дальности для адаптирующихся систем. Эта
зависимость описывается выражением
N k R
1 1
2
=
(10.2.1)
для односторонних радиолиний и выражением
N k R
2 2
4
=
(10.2.2)
для двухсторонних.
162
Используя эти выражения, можно оценить максимальное время поиска сигнала для односто-
ронних радиолиний
t
п max1
и для двухсторонних радиолиний при корреляционной обработке
сигнала
t N
N
m
i
N
m
m
п max1 э i
i
m
э
i
m
э
=
∑
=
∑
= + +
= =
τ τ τ
1
2
2
1
3
3
2
1
2
max max
, (10.2.3)
где
m
R
c
э
=
max
τ
— число осматриваемых при поиске отрезков дальности
c
э
τ
.
t N
N
m
i
N
m
m
m
п max2 э i
i
m
э
i
m
э
=
∑
=
∑
= + + −
= =
τ τ τ
1
4
4
1
3
5
5
2
5
3
1
6
max max
. (10.2.4)
Для практически интересных случаев, когда применение последовательных составных сиг-
налов имеет наибольший смысл,
N
max
>>1
. Обычно
N
max
≥10
3
.
Тогда
t
N m
п max1
э
≅
τ
max
3
, (10.2.5)
а
t
N m
п max2
э
≅
τ
max
5
.
При этом необходимо учесть, что законы управления (10.2.3) и (10.2.4) являются наилучши-
ми, т. к. интервал дальности, в пределах которого
N R( )
сохраняется неизменным равен мини-
мальному
c
э
τ
.
Определим выигрыш во времени поиска α рассматриваемых систем относительно систем с
постоянным количеством элементов
N const R= ( )
на всех дальностях
α
τ
τ
1
3
3
2
1
2
3= =
+ +
≅
t
t
N m
N
m
m
п max
п max1
э
э
max
max
, (10.2.6)
где
t N m
п max э
= τ
max
— время последовательного поиска систем с постоянным количеством
элементов,
α
τ
τ
2
5
5= = ≅
t
t
N m
N m
п max
п max2
э
э
max
max
. (10.2.7)
Если поиск производить широкозахватным временным дискриминатором с полосой захва-
тывания
∆R
l
в a раз большей, при соответствующем шаге поиска
( )
∆ ∆R R
l a
=
, то максимальное
время поиска
t
п max
и выигрыш во времени поиска α для законов управления количеством эле-
ментов сигнала (10.2.1) и (10.2.2) соответственно определится:
′
=
∑
= + +
≅
=
t i
N
m
a
N m
a
a
m
t
п max1 э
i
m a
э п max1
τ
τ
2
1
2
3
3
2 2
max max
a
,
′
=
′
=α
1
t
a
п max
t
п max1
, (10.2.8)
′
=
∑
= + + −
≅
=
t i
N
m
a
N m
a
a
m
a
m
t
п max2 э
i
m a
э п max2
τ
τ
4
1
4
2
3
5
5
2
5
3
6
max max
a
,
′
=
′
=α
2
t
a
п max
t
п max2
. (10.2.9)
Таким образом, с точки зрения поиска сигнала по задержке системы с адаптацией могут
обеспечить значительный выигрыш
( )
α α
1 2
3 5= =,
. Уменьшение времени поиска за счет увели-
чения полосы схватывания при последовательном поиске происходит практически так же, как в
системах без адаптации. Длительность сигнала T на дальности
R R≤
max
для односторонней и
двухсторонней радиолиний соответственно определится:
T N
N
m
i
э э1 1
2
2
= =τ τ
max
, (10.2.10)
163
T N
N
m
i
э э2 2
4
4
= =τ τ
max
, (10.2.11)
где i — номер осматриваемого элемента дальности.
Скорость передачи информации
C
1
при этом увеличится по сравнению с системами без
адаптации в
β( )
( )
max
R
C
C
J
T
J
T
N
N R
= =
÷
=
1
1
раз, (10.2.12)
где J — количество передаваемой информации.
Для
N
1
β
1
2 2
( )
max
R
m
i
R
R
=
=
. (10.2.13)
Для
N
2
β
2
4 4
( )
max
R
m
i
R
R
=
=
. (10.2.14)
Следует отметить, что укорочение сигнала по законам
T
1
и
T
2
(10.2.13) и (10.2.14) имеет
некоторые особенности. Например, вследствие того, что осуществляется корреляционный метод
приема при управлении количеством элементов (адаптация), частотная характеристика системы
автоматически согласуется со спектром сигнала, если также меняется опорный сигнал и время
интерполирования. Поэтому имеется возможно изменять количество элементов сигнала от 1 до
N
max
. Однако, при этом для беззапросных радиолиний должна передаваться информация о сме-
не числа элементов
N R( )
, либо должна измеряться, хотя бы грубо дальность R на двух концах
радиолинии.
Измерение радиальной скорости может осуществляться в предлагаемых системах обычным
способом, поскольку для обеспечения заданной точности можно использовать ту же длитель-
ность мерного интервала, как у систем с простыми сигналами.
Учитывая критерии времени поиска, скорость передачи информации, а также соображения
простоты реализации законов управления или совмещения каналов систем, необходимо срав-
нить по эффективности различные аппроксимирующие законы управления количеством элемен-
тов.
Рассмотрим эффективность систем, использующих линейную аппроксимацию или аппрок-
симацию ломаной, закона управления
N
1
. Второй индекс обозначает номер аппроксимирующе-
го закона управления.
N k R N
R
R
11 11
= =
max
max
0 < ≤R R
max
,
( ) ( )
N
k R R N
N N
R R
R R N R R R
N R R
12
12
=
− + =
−
−
− + < <
≤
min min
max min
max min
min min min max
min min
,
( )
N
N
R
R R R
N N
R R
R R N R R R
13
=
<
−
−
− + < <
min
min
min
max min
max min
min min min max
,
( )
( )
N
N
R
R R R
N N
R R
R R N R R R
N N
R R
R R N R R R
k k
k k
k k k k
n
n
n n n
14
1
1
1
1
1 1 1
1
1
1 1
0
=
< <
−
−
− + < <
−
−
− + < <
−
−
− − −
−
−
− −
max
max
max
.
Эффективность применения закона
N
11
определится следующим образом
164
t i N m
п max11 э
i
m
э
=
∑
=
=
τ
τ
1
2
max
,
где
m
R
c
э
=
max
τ
,
α
11
2= =
t
t
п max
п max11
,
T N
N
R
R
э э11 11
= =τ τ
max
max
, (10.2.15)
β
τ
τ
11
11
= =
э
э
N
N
m
i
max
,
непостоянство выходного эффекта по дальности
∆N N N i mi
11 11 1
2
= − = −
, при i
m
=
2
∆N
N
11
1
4
max
= .
Несколько эффективней закон
N
12
. Для него:
t N N l
N N
m l
l(l
m l
N m l N m t
п max12 э i
i
m
э
п max
=
∑
= +
−
− +
+
−
≅
≅
− −
≅
=
τ τ
12
1
2
1
2
min
max min
max min
)
( )
2
, (10.2.16)
где
l
R
c
э
=
min
τ
,
т. к. целесообразно
N N
min max
<<
,
α
12
2= ≅
t
п max
t
п max12
,
T
N R R
N
N N
m l
i l R R R
э
э
12
0
=
< <
+
−
−
−
≤ ≤
τ
τ
min min
min
max min
min max
( )
,
где
i
R
c
э
=
τ
.
С точки зрения наименьшего времени поиска сигнала по дальности закон
N
12
является оп-
тимальным при
l
m
≅
−1
3
или
R
R
min
max
≅
3
.
Поэтому
( )
N
N R
R
N N N
i
m
R
R R
12
0
3
3
2
1
3 3
opt
=
< <
+ − −
≤ ≤
min
max
min max min
max
max
,
где
i
R
c
э
=
τ
,
t N m
п max12 op
э
t
=
τ 13
36
max
,
α
12
2 77
opt
≅ ,
,
β
γ
γ
β
β
12
3
3
1
3
2
1
3
3
opt
=
<
+
−
−
≤ ≤
N
N
i
m
m
i
m
m
i m
max
min
,
165
где
γ
β
=
N
N
min
max
.
При таком законе как
N
12
, непостоянство выходного эффекта по дальности определится:
( )
{ }
max max
max
max
i
N
N
N N
N
∆
12
12 1
1
7
=
−
≅
.
Для закона
N
13
эффективность систем определится:
( )
[ ]
t
l N N N m l
п max13
τ
э
= + + − − +
1
2
3 1( ) ( )
min max min
.
При
N N
min max
<<
t N m
п nax13
τ
э
≅
max
2
,
( )
( )
α
τ
τ
γ
β
13
1
1
= ≅
− −
≅
− −
t
t
N
m
N N m l
m l
п max1
п max13
э
э
max
max min
( )
( )
,
T
N
l
i i l
N N
m l
i l N l i m
13
0
=
< <
−
−
− + ≤ ≤
min
max min
min
( )
,
β
13
13
2
2
2
0
1
= =
< <
+ − +
≤ ≤
N
N
m
li
i l
m l i l
l
m
l i m
max
( )( )
,
∆ ∆N N
13 12
=
при
i
m l
=
+
2
.
Если параметр l выбран из условия минимума времени поиска сигнала, то эффективность
системы определится:
t
Т m
п max13 op
э
t
τ
≅
3
8
max
при
l
m
opt
≅
2
,
α
13
2 67
opt
≅ ,
,
T
N
m
i i
m
N
m
i
m N m
i m
13
2
0
2
3
2 4 2
opt
=
< <
−
+ ≤ ≤
max
max max
,
β
13
2
0
2
4
12
2
1
2
opt
=
< <
−
+
≤ ≤
m
i
i
m
i
m
m
i m
,
max
max
∆N
N
13
9
16
opt
=
.
Эффективность закона управления растет с ростом n для закона
N
14
, однако усложнять за-
кон (увеличивать n) не имеет смысла, поскольку эффективность, близкую к предельной дает уже
закон
N
16
. Ступенчатая аппроксимация (кривая 4 рис. 10.2.1) наиболее эффективна при управ-
лении длительностью элементов сигнала.
Если менять длительность (количество элементов) сигнала уменьшением на двоичную еди-
ницу памяти кода, т. е. укорачивая сдвиговый регистр М-последовательности на один разряд, то
такой закон управления будет иметь вид:
166
N
N
R
R R
N R
R
R
N R
R
R
N
c R
R
n
э
n
15
1
2
2 2
2
4
2 2
2
2
2
=
< ≤
< ≤
< ≤
< ≤
−
max
max
max
max max max
max max max
max max
τ
,
где
n N= log
max
.
Ограничиваясь из целесообразности
n = 4
, получим закон управления
N
16
и его эффектив-
ность:
N
N
m
i m
N m
i
m
N m
i
m
N
i
m
16
2
2 2
2
4
2 2
2
8
0
2 2
=
< ≤
< ≤
< ≤
<
≤
max
max
max
max
,
t
N m
п max16
τ
э
= 0 48,
max
,
T
N
э
n
16
2
= τ
max
при
2 2 0
0
2 2
3
1
2 2
−
+
−
< ≤ =
< ≤ =
n n
m i n
i
m
n
, 1, 2
β
16
2=
n
,
∆N
N
16
1
2
max
max
=
,
i
m
=
2
.
При ступенчатой аппроксимации закона управления
N
1
тремя ступенями так, чтобы макси-
мальное время поиска было минимальным, закон управления
N
17
и его эффективность будут
иметь вид:
N
N i m
N i m
N i m
17
0 74
0 54 0 42 0 74
0181 0 0 42
=
< ≤
< ≤
< ≤
max
max
max
,
, , ,
, ,
,
t
N m
п max17
τ
э
= 0 53,
max
,
α
17
19= ,
,
T
N m i m
N m i m
N i m
э
э
э
17
0 74
0 54 0 42 0 74
0181 0 0 42
=
< ≤
< ≤
< ≤
max
max
max
,
, , ,
, ,
τ
τ
τ
,
∆N
N
17
0 46
max
max
,=
при
i m= 0 74,
,
β
17
1 0 74
185 0 42 0 74
553 0 0 42
=
< ≤
< ≤
< ≤
,
, , ,
, ,
m i m
m i m
i m
.
167
Для 4-х ступеней закон управления
N
18
и его эффективность определятся:
N
N m i m
N m i m
N m i m
N i m
18
0 675
0 456 0 441 0 675
0185 0 225 0 441
0 065 0 0 225
=
< ≤
< ≤
< ≤
< ≤
max
max
max
max
,
, , ,
, , ,
, ,
,
t
N m
п max18
τ
э
= 0 47,
max
,
α
18
212= ,
,
β
18
1 0 675
219 0 441 0 675
5 4 0 225 0 441
15 4 0 0 225
=
< ≤
< ≤
< ≤
< ≤
,
, , ,
, , ,
, ,
m i m
m i m
i m
i m
,
∆N
N
18
0 544
max
max
,=
при
i m= 0 675,
.
Для закона
N
21
, аппроксимирующего
N
N
m
i
2
4
4
=
max
, основные показатели будут иметь вид:
N
N
R
R
21
=
max
max
,
t N m
п max21
τ
э
=
max
2
,
α
21
2=
,
T
N
m
i
э21
= τ
max
,
β
21
=
m
i
,
∆N
N
21
3
2
3 3
max
max
=
при
i
m
max
=
3
3
.
( )
N
N N
R R
R R N R R R
N R R
22
0
=
−
−
− + < ≤
< ≤
max min
max min
max min min max
min min
,
или
( )
[ ]
N
N
m
m l m l i l l l i m
N l
m
i l
22
2 2 4
4
4
0
=
+ − − + < ≤
< ≤
max
max
( ) ( )
,
t N m
п max22
τ
э
=
max
2
,
α
22
2=
,
T N
э22 22
= τ
,
( )
β
22
4
4
2 2 4
0
=
< ≤
+ − − +
< ≤
m
l
i l
m
m l m l i l l
l i m
( ) ( )
,
∆N
N
22
3
1
4 4
max
max
=
,
168
N
N
m
i m
N m
i
m
N m
i
m
N
i
m
23
2
2 2
2
4
2 2
2
8
0
2 2
=
< ≤
< ≤
< ≤
<
≤
max
max
max
max
,
t
N m
п max23
τ
э
≅ 0 475,
max
,
α
23
21= ,
,
β
23
2=
n
n = 1, 2, 3
, где n — номер поддиапазона дальности,
∆N
N
23
1
4
max
max
=
.
N
N
m
i
m
N m
i
m
N m
i
m
N
i
m
24
4
4
4
4
2
2
2 2
4
8 2
8
0
8
=
< ≤
< ≤
< ≤
< ≤
max
max
max
max
,
t
N m
п max24
τ
э
≅ 0 377,
max
,
α
24
2 66≅ ,
,
β
24
2=
n
,
n = 1, 2, 3
,
∆N
N
24
0 3
max
max
,=
.
N
N
m
i m
N m
i
m
N m
i
m
N
i
m
25
2
4 2
2
16
2 2
2
64
0
2 2
=
< ≤
< ≤
< ≤
<
≤
max
max
max
max
,
t
N m
п max25
τ
э
≅ 0 37,
max
,
α
25
2 74≅ ,
,
β
25
2
2=
n
n = 0, 1, 2, 3
,
∆N
N
25
0 29
max
max
,=
.
169
N
N
m
x
i m
N
x
m
x
i
m
x
N
x
m
x
i
m
x
N
x
i
m
x
26
1
1
4
2 1
2
4
3 2
3
4
3
0
=
< ≤
< ≤
< ≤
< ≤
max
max
max
max
,
N N
26 26
=
opt
при
x
1
114= ,
,
x
2
141= ,
,
x
3
212= ,
.
или
x x
3
1 4
2
5
opt opt
=
,
x x a x
2
5 4
1
4
1 26 1
5 1
4
5
opt opt opt
= −
=
( )
,
x
a
1
1
4
5
26
opt
= −
( )
.
t
п max26
τ
э
= 0 299,
,
α
26
335= ,
,
β
26
4
= x
n
n = 0, 1, 2, 3
,
∆N
N
26
1
2
max
max
=
.
Рассмотренные в данном подразделе системы с адаптацией к дальности и законы управле-
ния для адаптации к дальности целесообразно использовать для работы с движущимися объек-
тами в большом диапазоне изменений дальности.
Резюмируя вышесказанное, можно подчеркнуть, что при любой статистике помех и опти-
мальной обработке сигнала существует такой его уровень, который позволяет удовлетворить
требования к показателям качества РТС. Избыточную энергетику можно использовать любым из
рассмотренных здесь способов для улучшения других показателей качества системы и повыше-
ния ее эффективности.
10.3. Эффективность приборов и систем, измеряющих электромагнитное излучение Земли, в
условиях практически полного отсутствия информации о сигнале
В подразделе 10.3 приводится сравнительная оценка принципов построения приборов и
систем типа «Тезей», предназначенных как для измерений естественного электромагнитного
излучения (ЭМИ) Земли с различными применениями, так и для целевых измерений поляри-
тонных излучений (ЭМИ) при упругих деформациях. Сравнительная оценка принципов по-
строения систем – это также оптимизация, но на уровне экспертных решений.
Пусть требуется разработка концепции «Поляритон». Под термином «Поляритон» пони-
мается процесс одновременного образования и излучения упругих и электромагнитных волн при
деформации упругих тел.
10.3.1. Задачи исследований
Глобальные задачи исследований
1) картографирование глубинных пластов Земли (на глубинах до 3-4 км) при поиске полезных
ископаемых,
2) определение значительных трещин в пластах с целью предсказания или предупреждения
оползней и землетрясений (краткосрочный прогноз),
3) определение заводненности подземных пластов,
4) определение благоприятных мест для строительства и проживания,
5) определение состояния и стадии старения строительных и других материалов и конструк-
ций.
170
Частные задачи исследований
1) разработка, научное сопровождение и создание теоретического задела (базы
данных) по принципам построения аппаратурного обеспечения измерений тел-
лурических глубинных излучений, в частности, экспериментального макета для
измерений теллурических электромагнитных излучений (ЭМИ) Земли, рабочих
приборов наземного, воздушного и космического базирования,
2) теоретико-экспериментальное изучение естественных ЭМИ Земли, «Полярито-
на», и тому подобное.
Решение 1-й частной задачи должно начинаться с выбора принципа построения
экспериментального макета для измерений ЭМИ Земли. Основанием для этого
должны служить ТТТ к прибору, обеспечивающие требуемые показатели качест-
ва для глобальных задач. Ряд таких показателей известен. Это:
1) точность картографирования,
2) надежность выявления отличительных признаков трещин и конфигураций
пластов,
3) надежность выявления отличительных признаков материала пластов,
4) большая область обследования,
5) большая оперативность обследования,
6) ограниченные ассигнования на разработку и эксплуатацию приборов.
10.3.2.Классификация признаков сигнала
Предполагается, что сигнал представляет собой естественные ЭМИ Земли. Не вполне из-
вестной природы. Естественно предполагать, что это «поляритонное» излучение, поскольку при
землетрясениях и одновременном разрыве кристаллов вдоль линии разлома выделяется значи-
тельное ЭМИ, сопровождающееся разрядами молний. Процесс ЭМИ видеоимпульсный, дисси-
пативный (с убывающим спектром).
Известные признаки границ пластов Земли (пород):
-интенсивность излучений,
-средний уровень мощности,
-частота превышения сигналом заданного порога.
Известные признаки материалов пластов:
-импеданс полей,
-кросс-поляризация при активном и полуактивном зондировании Земли,
-корреляционная функция ЭМИ Земли,
-время корреляции или другие параметры корреляционной функции,
-энергетический спектр магнитных и электрических составляющих излучений,
-поляризационные характеристики ЭМИ, прошедших пласты,
-дисперсионные характеристики пластов и так далее.
Помеха представляет собой интерференцию как естественных помех: космических, атмо-
сферных, например, грозовые разряды, «атмосферики», антенные токи перераспределения и
внутренние тепловые шумы и наведенные помехи, так и искусственных помех, созданных про-
изводственной деятельностью человека: индустриальные, коронные разряды ЛЭП, излучения
радиосредств.
Помехи перекрывают по спектру весь частотный диапазон сигнала.
При естественном излучении Земли в условиях помех использование таких признаков как импе-
данс полей и поляризация волн реализаций излучения на начальной стадии работы – проблема-
тично (по причине отсутствия зондирующего монохроматического источника).
10.3.3.Сравнительная эффективность и особенности систем эндоземлеобзора
Способы измерений интенсивности сигнала
Интенсивность естественных хаотических широкополосных ЭМИ Земли в принципе
можно измерять обычными радиометрами, модуляционными, корреляционными, а также изме-
рителями частоты превышения сигналом порога, измерителями электромагнитных полей в ана-
логовом и цифровом виде с отысканием пиковых либо средних значений уровней, корреляцион-
ных функций или энергетических спектров.