Пронин М.В., Воронцов А.Г. Силовые полностью управляемые полупроводниковые преобразователи

Подождите немного. Документ загружается.

Силовые полностью управляемые полупроводниковые преобразователи (моделирование и расчет)

rф

cф

lф

iф3

rф

iф2

lф

cф

rф

iф1

lф

cф

ki1

rдр

lдр

urc

ki3

ki2

rдр

lдр

rдр

lдр

uн1

uн2

uн3

iн3

iн1

iн2

rн

lн

uн1

uн2

uн3

uн1 uн2 uн3

Рис. 2.2 Разделение схемы с двухуровневым инвертором

и фильтром выходного напряжения на подсхемы

Все подсхемы рис. 2.2 взаимно связаны источниками напряжения u

и u

нn

, зависимыми от

токов, и источниками тока i

и i

нn

, зависимыми от напряжений.

Взаимная связь подсхем через источники u

и i

описана выражениями (1.1) – (1.10). При

этом выражения (1.4) для определения фазных токов инверторного моста должны быть уточнены с

учетом того, что в мостовой вентильной подсхеме рис.

2.2 на выходе моста включены трехфазный

дроссель и зависимые источники напряжения:

др

нnnдрn

uiru

−

, (2.2)

где напряжения u

определяются выражениями (1.3).

Фазные токи в подсхеме трехфазного емкостного фильтра определяются формулами:

⎪

⎭

⎪

⎬

⎫

−−

∆⋅

фcnфnфнnфn

фn

фсnфсn

uiru

, (2.3)

где u

фсn

– напряжения емкостей в фазах фильтра.

В формулах вычисления производных токов (2.3) в знаменателе используется «паразит-

ная» индуктивность проводов l

, которая является величиной, близкой к нулю. Вследствие этого

использование выражений (2.3) в полной модели рассматриваемой системы безусловно приводит

к неустойчивости вычислительного процесса. Устойчивость вычислений обеспечивается при сле-

дующем преобразовании подсхемы трехфазного емкостного фильтра и при соответствующем пре-

образовании уравнений.

В подсхеме трехфазного емкостного фильтра в фазы вводятся дополнительные (стабили-

зирующие) индуктивности l

ст

. При этом, чтобы электромагнитные процессы в схеме не измени-

лись, последовательно с этими индуктивностями вводятся зависимые источники напряжения u

стn

Направления действия дополнительных источников и их напряжения определяются таким обра-

зом, чтобы они компенсировали падения напряжения на дополнительных индуктивностях. При

этом уравнения (2.3) преобразуются следующим образом:

⎪

⎭

⎪

⎬

⎫

+−−

∆⋅

стф

фn

стфcnфnфнn

фn

фсnфсn

luiru

(2.4)

Рассмотренному преобразованию уравнений соответствует преобразование подсхем

рис.

2.2 в подсхемы рис. 2.3.

М.В.Пронин, А.Г.Воронцов

rф

cф

lф

iф3

rф

iф2

lф

cф

rф

iф1

lф

cф

ki1

rдр

lдр

urc

ki3

ki2

rдр

lдр

rдр

lдр

uн1

uн2

uн3

iн3

iн1

iн2

rн

lн

uн1

uн2

uн3

uн1 uн2 uн3

lстlст lст

uст3uст2uст1

lн

rн

lн

Рис. 2.3 Преобразование подсхем для обеспечения устойчивости процесса вычислений

По токам, определенным выражениями (2.2) и (2.4), определяются зависимые источники

токов фаз нагрузки:

⎪

⎭

⎪

⎬

⎫

−=

фnnнn

фn

nнn

iii

(2.5)

При решении системы уравнений (2.1), (2.2), (2.4) и (2.5) используется итерационный ал-

горитм расчета напряжений и производных токов зависимых источников, через которые осущест-

вляется взаимная связь подсхем. Цикл итерационного расчета завершается по заданному количе-

ству итераций. После определения указанных параметров на каждом шаге расчета по времени

подсхемы рассматриваются как независимые

устройства и осуществляется интегрирование урав-

нений явным методом Эйлера, то есть осуществляется переход к следующему моменту времени.

На следующем шаге интегрирования повторяется итерационный цикл расчета параметров зависи-

мых источников и т. д. Точность итерационного расчета и точность интегрирования при необхо-

димости контролируются путем выполнения расчетов с разным количеством итераций и

с разны-

ми шагами интегрирования.

Необходимо отметить, что в выражениях (2.4) увеличение стабилизирующей индуктивно-

сти l

ст

способствует повышению устойчивости итерационного вычислительного процесса, но при

этом для обеспечения необходимой точности вычисления требуется большее количество итера-

ций. В рассматриваемом случае наиболее рациональная величина стабилизирующей индуктивно-

сти равна индуктивности нагрузки l

. Такая величина стабилизирующей индуктивности обеспечи-

вает наиболее быструю сходимость вычислительного процесса. Требуемое количество итераций

уменьшается также при уменьшении шага интегрирования переменных по времени.

В целом уравнения (1.1)–(1.3), (1.5) –(1.10), (2.1), (2.2), (2.4), (2.5) с учетом описанного

итерационного алгоритма расчета представляют собой математическую модель силовой части

рассматриваемой схемы.

Система управления аналогична той, которая описана в предыдущем разделе. Однако,

связи с тем, что инвертор с фильтром на выходе может рассматриваться как трехфазный источник

напряжения для питания электросети, целесообразно регулятор выходного тока заменить на регу-

лятор выходного напряжения.

Фактическое действующее линейное напряжение нагрузки определяется в процессе расче-

та мгновенных значений переменных по следующим формулам:

()

⎪

⎭

⎪

⎬

⎫

∆

−+=

++=

BABB

uuuA

ннн

(2.6)

где A и B – промежуточные переменные, T

– постоянная времени апериодического фильтра, u

нn

–

мгновенные значения выходных фазных напряжений.

При заданной величине действующего линейного напряжения нагрузки, равной U

, работу

пропорционально-интегрального регулятора можно описать следующими выражениями:

Силовые полностью управляемые полупроводниковые преобразователи (моделирование и расчет)

⎪

⎭

⎪

⎬

⎫

∆−+=<

−+=

,)(,

,)(

ymxmy

uiyфzyiyiymxmy

uoфzyimy

UUиначе

KtUUUUтоUUесли

KUUUU

(2.7)

где U

y1m

и U

ymx

– амплитуда основной гармонической составляющей напряжения управления и ее

предельно допустимое заданное значение, K

– коэффициент в обратной связи по интегралу от-

клонения напряжения от заданного значения, K

– коэффициент в обратной связи по отклонению

напряжения от заданного значения.

По представленному описанию двухуровневого АИН с трехфазным LC-фильтром выход-

ного напряжения (рис.

2.1) разработана программа расчета на ЭВМ электромагнитных процессов

(программа 02, приведена на CD).

В качестве примера ниже представлены результаты расчета по указанной программе но-

минального режима работы инвертора в преобразователе собственных нужд, разработанном для

электропоездов ЭД-6 (работа выполнялась «Лабораторией преобразовательной техники»). Расчет

осуществлялся при следующих параметрах: продолжительность рассчитываемого интервала вре-

мени 2,03 с, начало

записи результатов 2,0 с, шаг расчета ∆t=1 мкc, шаг записи результатов 5 мкc,

число итераций 1, u

=630 В, l

=10 мГн, r

=0,02 Ом, с=800 мкФ, r

=0,002 Ом, l

др

=0,8 мГн,

др

=0,07 Ом, l

=2 мкГн, c

=54 мкФ, r

=0,1 Ом, l

=3,5 мГн, r

=1,467 Ом, ω

=314,15 рад./c,

оп

=2000 Гц, U

=385 В, K

=0,2, K

=0,0005. Результаты расчета представлены на рис. 2.4 и в табли-

це 2.1.

Рис. 2.4 Токи и напряжения в трехфазном инверторе

преобразователя собственных нужд электропоезда ЭД6

М.В.Пронин, А.Г.Воронцов

Таблица 2.1 Результаты анализа токов и напряжений рис. 2.4

Ток источника постоянного напряжения, А 104.065

Входное напряжение инвертора, В 627.916

Ток в транзисторе, А

Максимальное значение

77.951

170.806

Ток в обратном диоде, А

Максимальное значение

32.454

170.485

Ток в конденсаторе, А 56.333

Частоты гармоник, Гц

1850

2150

4000

5850

6150

Действующие значения

28.536

30.016

14.926

11.160

10.019

Фазы, гр.

68.8754

110.5954

83.7088

-37.2967

-151.7488

Входной ток инвертора, А 104.030

Частоты гармоник,Гц

1850

2150

4000

5850

6150

Действующие значения

28.567

29.840

15.299

11.507

10.521

Фазы, гр.

-111.3092

-68.2444

-94.4743

143.8276

31.2317

Выходной ток инвертора, А 117.873

Частоты гармоник,Гц

1900

2100

Действующие значения

117.159

8.841

8.293

Фазы, гр.

-44.3883

11.9692

-5.9559

Ток 1 фазы конденсаторного фильтра, А 13.896

Мощность потерь в сопротивлениях фильтра, Вт 59.554

Выходное напряжение 1 фазы инвертора, В

Коэффициент искажения синусоидальности

282.780

0.51

Частоты гармоник, Гц

1900

2100

3950

4050

5800

6200

Действующие значения

243.196

70.521

75.648

28.521

21.640

28.383

26.126

Фазы, гр.

-4.5436

100.7112

82.4234

7.2830

178.6970

-68.4632

-103.8896

Напряжение 1 нагрузки, В

Коэффициент искажения синусоидальности

219.783

0.09443

Частоты гармоник, Гц

250

1900

2100

Действующие значения

218.801

6.746

14.047

11.803

Фазы, гр.

-9.0060

159.6666

-74.4059

-91.9884

Ток 1 фазы нагрузки, А 119.349

Частоты гармоник,Гц

Действующие значения

119.341

Фазы, гр.

-45.8428

Как видно из таблицы 2.1, использование в рассматриваемом случае LC-фильтра на выхо-

де трехфазного инвертора напряжения позволило уменьшить коэффициент искажения синусои-

дальности выходного напряжения с 51 % до 9,4 %.

Следует отметить, что в рассматриваемой схеме при малых активных сопротивлениях об-

моток дросселя выходного фильтра и при малых активных сопротивлениях в фазах конденсатора

наблюдаются значительные колебания

токов и напряжений. При увеличении активных сопротив-

лений указанных цепей амплитуды колебаний токов значительно уменьшаются, но при этом в со-

противлениях существуют определенные потери энергии. Эти потери указаны в таблице 2.1.

Силовые полностью управляемые полупроводниковые преобразователи (моделирование и расчет)

§ 3 Трехфазный двухуровневый активный выпрямитель

Если в трехфазной цепи нагрузки АИН имеется трехфазная система ЭДС, то средствами

управления может быть обеспечен установившийся режим работы, при котором электроэнергия

передается из цепи переменного напряжения в цепь постоянного напряжения. При этом транзи-

сторный или тиристорный мостовой преобразователь переводится из инверторного режима рабо-

ты в выпрямительный режим. В этом случае

в цепи выпрямленного напряжения должен сущест-

вовать не источник, а потребитель электроэнергии. Преобразователи рассматриваемого типа назы-

вают

активными выпрямителями [15]. Одна из возможных схем с транзисторным двухуровне-

вым активным выпрямителем изображена на рис.

3.1.

ИУ

СУ

uv1

uv2

uv3

iv4 iv6iv5

idv

is1

is2

is3

usn

isn

es1

es2

es3

ПИ-регулятор Us

Esm

usn

us1

us2

us3

lдр

rдр

lдр

rдр

ИУ

urc

kv1 kv3kv2

iv1 iv3iv2

lн

rн

iн

eн

Рис. 3.1 Схема с двухуровневым транзисторным активным выпрямителем

В рассматриваемой схеме трехфазный источник питания содержит трехфазную систему

ЭДС e

(n – номер фазы) и индуктивности l

. Этот источник имеет фазные напряжения u

и фаз-

ные токи i

. Линейные напряжения источника u

s12

, u

s23

и u

s34

. Между трехфазным источником и

транзисторным мостом включен трехфазный дроссель с индуктивностями фаз l

др

и активными со-

противлениями фаз r

др

. В транзисторном мостовом преобразователе (выпрямителе) u

– фазные

напряжения (n=1, 2, 3), i

– токи в плечах (n=1, 2,… 6 – номер плеча моста), u

– выпрямленное

напряжение (напряжение конденсаторного фильтра), i

– выпрямленный ток. В цепи выпрямлен-

ного напряжения c, r

, i

– емкость, активное сопротивление и ток конденсаторного фильтра, r

и i

– активное сопротивление и ток цепи защиты от перенапряжений, r

, l

, e

, i

– активное сопротив-

ление, индуктивность, ЭДС и ток нагрузки.

В схеме рис.

3.1. система управления выпрямителя (СУ) контролирует линейные напряже-

ния и фазные токи трехфазного источника питания, а также выпрямленное напряжение преобразо-

вателя и формирует импульсы управления транзисторами. При этом в системе управления могут

решаться следующие задачи:

− стабилизация выпрямленного напряжения на заданном уровне путем воздействия на

амплитуду заданных фазных токов сети;

− формирование фазных токов сети, близких по форме к синусоиде путем воздействия на

напряжения управления;

− поддержание заданного коэффициента мощности сети (индуктивного, емкостного или

равного 1) путем воздействия на напряжения управления;

− передача энергии из сети переменного напряжения в цепь постоянного напряжения и в

противоположном направлении.

Следует отметить, что минимальный уровень выпрямленного напряжения в рассматривае

мой схеме равен тому напряжению, которое может создать диодный выпрямитель. Соотношение

фазного напряжения моста и выпрямленного напряжения в этом случае определяется формулой

(1.18). При управлении транзисторами выпрямленное напряжение нельзя уменьшить, но можно

увеличить. Верхняя граница выпрямленного напряжения теоретически не ограничена. Практиче-

ски наиболее целесообразно обеспечивать работу выпрямителя вблизи границы перехода от

сину-

соидальной ШИМ к перемодуляции при соотношении фазного и выпрямленного напряжений,

М.В.Пронин, А.Г.Воронцов

близком к (1.17). В этом случае управление токами фаз сети осуществляется непрерывно (с задан-

ной дискретностью) и может быть обеспечено решение перечисленных задач.

Как видно из схемы рис.

3.1, в системе имеется также пропорционально-интегральный ре-

гулятор действующего напряжения сети U

. Он введен в систему, поскольку при выполнении рас-

четов задается обычно не ЭДС сети, а напряжение. Этот регулятор контролирует мгновенные зна-

чения напряжений сети, определяет действующее напряжение, фильтрует его и воздействует на

амплитуду ЭДС сети, обеспечивая выход системы на заданный режим работы, в котором напря-

жение сети равно заданному значению.

Такой подход позволяет учитывать внутренние сопротив-

ления питающей сети и осуществлять расчет искажений напряжений сети, обусловленных работой

преобразователя.

Состояния транзисторов выпрямителя, как и в схеме с АИН, описываются функциями k

где n – номер фазы. В цепи защиты от перенапряжений состояние транзистора описывается функ-

цией k

При математическом моделировании рассматриваемой системы на каждом шаге расчета ∆t

определяется напряжение на емкости u

, после чего емкость и активное сопротивление конденса-

тора заменяются зависимым источником напряжения u

в соответствии с выражениями (1.1). Да-

лее источник u

переносится в другие ветви схемы – в ветвь нагрузки, в цепь защиты от перена-

пряжений и в цепь выпрямленного тока инвертора. Из цепи выпрямленного тока инвертора этот

источник переносится в плечи транзисторного моста. В результате из силовой схемы установки

выделяются подсхемы, изображенные на рис.

3.2, которые имеют взаимные связи через зависимые

источники напряжения U

и тока i

uv1

uv2

uv3

is1

is2

is3

es1

es2

es3

lн

eн

iн

rн

urcurc

urc

kv1

kv2

kv3

rдр

ls+lдр

Рис. 3.2 Разделение схемы с трехфазным двухуровневым выпрямителем

на взаимосвязанные подсхемы

Фазные ЭДС сети определяются следующими выражениями:

()

⎪

⎭

⎪

⎬

⎫

⎥

⎦

⎤

⎢

⎣

⎡

−−=

∆⋅+=

sin

nEe

smsn

ωττ

(3.1)

где τ – фаза системы ЭДС, E

– амплитуда фазных ЭДС сети, n=1, 2, 3 (номер фазы).

В подсхеме с сетевыми ЭДС и транзисторным мостом фазные напряжения транзисторного

моста u

определяются выражениями (1.3) при u

Фазные токи сети определяются в результате интегрирования следующих уравнений:

дрs

vnsndrsnsn

uire

−−

= . (3.2)

Токи в плечах транзисторного моста:

⎭

⎬

⎫

−=

,)1(

3 snvnvn

snvnvn

iki

(3.3)

где n=1, 2, 3.

Мгновенные значения токов i

в 6 транзисторах и токов i

в 6 обратных диодах определя-

ются условиями (1.6).

Выпрямленный ток транзисторного инвертора:

321 vvvdv

iiii −−−= . (3.4)

Силовые полностью управляемые полупроводниковые преобразователи (моделирование и расчет)

Ток нагрузки определяется путем интегрирования дифференциального уравнения:

нннrck

ireu

di −−

= . (3.5)

Ток в цепи защиты от перенапряжений определяется выражением (1.9).

Ток конденсаторной батареи:

нzdvc

iiii −−= . (3.6)

Предполагается, что транзисторный преобразователь работает в режиме синусоидальной

широтно-импульсной модуляции. При этом импульсы управления транзисторами выпрямителя

формируются аналогично импульсам АИН в результате сравнения пилообразного опорного на-

пряжения управления u

оп

с трехфазной системой напряжений управления u

, u

, как описано

в предыдущем разделе.

Формирование напряжений управления выпрямителя осуществляется в системе управле-

ния регуляторами напряжения и тока.

При регулировании выпрямленного напряжения осуществляется сравнение фактического

выпрямленного напряжения u

с заданной величиной U

, и с помощью пропорционально-

интегрального регулятора формируется заданная амплитуда фазного тока сети I

в соответствии с

выражениями:

⎪

⎭

⎪

⎬

⎫

∆−+=<

−+=

,)(,

,)(

max

zzm

uiyrczzizizzm

uorczzizm

IIиначе

KtuUIIтоIIесли

KuUII

(3.7)

где I

zmax

– заданное ограничение амплитуды тока сети, K

– коэффициент в обратной связи по ин-

тегралу отклонения напряжения от заданного значения, K

– коэффициент в обратной связи по

отклонению напряжения от заданного значения, ∆t

– время цикла работы системы управления.

Для регулирования других переменных определяются фаза τ

и модуль U

вектора трех-

фазной системы напряжений сети:

⎪

⎭

⎪

⎬

⎫

⎟

⎠

⎞

⎜

⎝

⎛

−=

⎟

⎠

⎞

⎜

⎝

⎛

−

,arcsin

,arcsin,0

sxm

иначе

тоuесли

uuU

πτ

(3.8)

Частота напряжения сети ω

определяется по изменению фазы трехфазной системы напря-

жений τ

в следующем алгоритме вычислений:

()

⎪

⎭

⎪

⎬

⎫

∆⋅−

∆

−

+=>−

−=−<−

,2,

111

ysu

тоесли

ττ

ωω

ττ

πττπττ

(3.9)

где τ

– угловое положение трехфазной системы напряжений сети в начале цикла работы системы

управления, τ

– угловое положение системы напряжений сети в конце цикла работы системы

управления, ω

– мгновенное значение угловой частоты напряжений сети, ω

– отфильтрованная

угловая частота напряжений сети.

М.В.Пронин, А.Г.Воронцов

Если система управления должна поддерживать заданный угол сдвига φ

тока сети отно-

сительно напряжения, то мгновенные значения трехфазной системы заданных токов сети опреде-

ляются выражениями:

()

⎪

⎭

⎪

⎬

⎫

⎟

⎠

⎞

⎜

⎝

⎛

−−=

−=

sin

,sin

uizmz

ϕτ

(3.10)

Токовые составляющие трехфазной системы напряжений управления u

yin

формируются

пропорциональными регуляторами фазных токов:

()

⎪

⎭

⎪

⎬

⎫

−=

333

111

iiKu

zioyi

(3.11)

Напряжения управления фаз выпрямителя формируются как суммы токовых составляю-

щих и составляющих u

yen

, компенсирующих ЭДС сети (определены ниже):

⎪

⎭

⎪

⎬

⎫

−−=

312

333

111

yyy

yeyiy

uuu

(3.12)

В выражениях (3.12) составляющие u

yen

определяются в результате анализа трехфазной

системы напряжений управления u

и фильтрации вычисленной амплитуды этих напряжений U

()

⎪

⎭

⎪

⎬

⎫

∆⋅−

⎟

⎠

⎞

⎜

⎝

⎛

−=

⎟

⎠

⎞

⎜

⎝

⎛

−

,arcsin

,arcsin,0

max

yymy

ymym

yyx

yyxy

tUU

иначе

тоuесли

uuU

πτ

(3.13)

где T

– постоянная времени фильтра амплитуды напряжений управления, u

– проекция напря-

жений управления на ось абсцисс, U

ymax

– не отфильтрованная амплитуда напряжений управления,

– фаза трехфазной системы напряжений управления.

С учетом (3.13) составляющие напряжений управления, компенсирующие ЭДС сети, опре-

деляются выражениями:

(

)

⎪

⎭

⎪

⎬

⎫

⎟

⎠

⎞

⎜

⎝

⎛

−=

sin

,sin

yymye

(3.14)

Действующее линейное напряжение сети U

определяется в процессе работы модели по ал-

горитму, аналогичному (2.6):

()

⎪

⎭

⎪

⎬

⎫

∆

−+=

++=

uuuu

sssu

BABB

uuuA

(3.15)

где A

и B

– промежуточные переменные, T

– постоянная времени апериодического фильтра

действующего напряжения.

Силовые полностью управляемые полупроводниковые преобразователи (моделирование и расчет)

При регулировании действующего линейного напряжения сети осуществляется сравнение

фактического напряжения U

с заданной величиной U

и с помощью пропорционально-

интегрального регулятора формируется заданная амплитуда фазных ЭДС сети E

⎭

⎬

⎫

−+=

⋅∆−+=

,)(

sosszmism

sisszmimi

KUUEE

KtUUEE

(3.16)

где U

– заданное действующее напряжение сети, K

– коэффициент в обратной связи по интегра-

лу отклонения напряжения от заданного значения, K

– коэффициент в обратной связи по откло-

нению напряжения от заданного значения.

В процессе расчета электромагнитных процессов во времени амплитуда ЭДС сети, опреде-

ленная выражениями (3.16), используется в формулах (3.1) для определения мгновенных значений

фазных ЭДС сети.

При использовании рассмотренного алгоритма управления возможны броски тока в мо-

мент подключения преобразователя к сети. Их

можно исключить, если установить начальную ам-

плитуду напряжений управления по следующей формуле:

35.0

U = (3.17)

По приведенному математическому описанию схемы преобразования рис.

3.1 разработана

программа расчета на ЭВМ электромагнитных процессов в системе с трехфазным двухуровневым

выпрямителем (программа 03, представлена на CD).

В качестве примера выполнен расчет электромагнитных процессов в рассматриваемой

схеме при следующих параметрах: продолжительность рассчитываемого интервала времени 3 с,

начало записи результатов расчета в файл 2,975 с, шаг расчета ∆t=1 мкc, шаг записи результатов в

файл 10

мкc, e

=900 В, l

=10 мГн, r

=0,8 Ом, с=2000 мкФ, r

=0,01 Ом, l

=0,5 мГн, r

=0,001 Ом,

=400 В, f

=50 Гц, l

=3,5 мГн, r

=0,05 Ом, f

оп

=4000 Гц, φ

=0, U

=1000 В, K

=3, K

=0,5, K

0,007, T

=0,02 c, T

=0,05 c, T

=0,003 c, ∆t

=100 мкс.

На рис.

3.3 представлен результат расчета в виде диаграммы мгновенных значений напря-

жений и токов. Диаграмма соответствует установившемуся режиму работы, который возник после

подключения преобразователя к сети в результате затухания переходного процесса. Обозначения

переменных приняты такими же, как в схеме рис.

3.1.

Рис. 3.3 Напряжения и токи трехфазного двухуровневого выпрямителя

при работе в режиме синусоидальной ШИМ

М.В.Пронин, А.Г.Воронцов

В табл. 3.1 представлены результаты анализа рассматриваемого режима работы.

Таблица 3.1 Результаты анализа токов и напряжений рис. 3.3

Напряжение 1 фазы сети, В

Коэффициент искажения синусоидальности

230.721

0.1376

Частоты гармоник, Гц

3900

4100

7950

8050

11800

11900

12100

12200

Действующие значения

228.526

12.271

11.556

10.950

11.443

5.560

5.493

5.764

5.772

Фазы, гр.

171.3215

-167.9387

0.2199

-122.9470

-39.6786

121.5445

26.4136

-166.5376

97.1726

Ток 1 фазы сети, А 181.604

Частоты гармоник, Гц

Действующие значения

181.497

Фазы, гр.

177.8641

Ток в конденсаторе, А 97.572

Частоты гармоник, Гц

3850

4150

8000

11850

12150

Действующие значения

36.023

37.398

47.648

24.140

25.338

Фазы, гр.

100.4324

89.0104

-80.7778

-116.4264

-38.6609

Выпрямленный ток выпрямителя, А 119.186

Частоты гармоник,Гц

3850

4150

7700

7950

8000

11800

11850

12100

12150

Действующие значения

36.289

36.339

3.558

5.385

47.532

3.777

23.885

4.067

25.817

Фазы, гр.

101.2806

90.9725

5.9806

93.4168

-79.3434

83.3751

-112.3304

124.5340

-36.7920

Напряжение управления 1 фазы, о.е.

Максимальное значение

Минимальное значение

0.630

0.920

-0.898

Выпрямленное напряжение, В

Максимальное значение

Минимальное значение

995.676

1014.787

973.508

Ток нагрузки, А 118.746

Из таблицы 3.1 видно, что в рассматриваемом режиме работы схемы рис. 3.1 фаза основ-

ной гармонической составляющей тока сети отличается от фазы основной гармонической состав-

ляющей напряжения на 6,5 эл. град. Эта погрешность расчета обусловлена в основном погрешно-

стью работы системы управления, в которой для регулирования фазных токов сети используются

пропорциональные регуляторы. Погрешность может

быть уменьшена путем увеличения коэффи-

циента K

в формулах (3.11) или заданием определенного значения угла φ

в формулах (3.10).

Как отмечено выше, в рассматриваемой схеме преобразования целесообразно обеспечивать

работу выпрямителя в режиме синусоидальной ШИМ, чтобы сохранялась возможность регулиро-

вания мгновенных значений фазных токов для поддержания их синусоидальной формы и решения

других задач. При этом на соотношение действующего напряжения сети и выпрямленного напря-

жения существенное влияние оказывает индуктивность

трехфазного дросселя на входе выпрями-

теля, а также заданный угол сдвига тока сети относительно напряжения.