Чернобровов Н.В., Семенов В.А. Релейная защита энергетических систем

Подождите немного. Документ загружается.

*и,ш

1 +и

вх

•9 9 <?

ВХ1Ср

:— 5)

-</»Л

Рис.

2.54. Пороговый элемент с положительной обратной связью — триггер

Шмитта

теристика элемента, определяющая зависимость 1/

вых

°т Цзх1

при наличии 1Уос, изображена на рис. 2.54, 6.

При подаче на И-вход (рис. 2.54, а) напряжения -11

ВХ

1 отри-

цательной полярности)

1У

ВХ

> |^гр|> за пределами которого ОУ

работает в нелинейной (насыщенной) части характеристики,

на выходе элемента появляется напряжение положительной

полярности С/

ых = +

^тахОУ

(рис. 2.54, 6) с инвертированным

относительно - 1/

ВХ

1 знаком. Под действием этого напряжения

на Н-входе появляется напряжение положительной ОС 11ос =

= Кос(+11вых) = *0эс(+

Утах

ОУ)-

Его полярность совпадает с

полярностью {7

ых. ^ос = У

= *ос#

Ут,

я,

к.

. Подставив

в это выражение значение

ыхтах>

получим

^Н = ^ОС = Утах ОУ

+И

Как и в предыдущей схеме порогового элемента, значение

определяет, при каком значении

ВХ1

произойдет переклю-

чение (срабатывание) схемы (см. рис. 2.52,6"). При изменении

ВХ1

в сторону увеличения [/

ВХ1

1/н^ос)>

поэтому (7

компа-

ратора, а следовательно, и [/

= 1!

ос

остаются неизменными.

Но как только [/

вх

достигает уровня {7

+[/

ос

наступает ра-

венство С/

вх

= ^н(^ос)

(

точк

I на рис. 2.54,6), и тогда при ма-

лом увеличении {7

ВХ

* 1 мВ компаратор переключается, при

этом происходит скачкобразное изменение выходного напря-

жения с + 17

тах

оу на -Утахоу- Соответственно на Н-входе

компаратора изменяется знак напряжения (7

с без изменения

101

его абсолютного значения; напряжение ОС станет равным

ЦэС ~

—

^вых тах "^ ~Т •

В случае дальнейшего увеличения входного напряжения

+ [7 напряжения -^

вых

оу

^ос остаются неизменными,

поскольку остается неизменным соотношение напряжений

на И- и Н-входах: |

ВХ

11У

ос

I •

При уменьшении (7

ВХ

уровень

выходного напряжения не изменится до тех пор, пока входное

напряжение не достигнет значения - (/

= 1!

ос

(точка 2 на

рис.

2.54, б), тогда при превышении абсолютного значения (7

на 1-2 мВ произойдет переключение (возврат) компаратора в

начальное состояние, при котором изменяется знак [/

вых

оно снова становится равным

тах

оу- Соответственно ме-

няется знак [/

ос

(с " - " на " + "). Напряжение на Н-входе при-

нимает прежнее значение 17

= +1/

тах

оу^

7,—

• Пороговый

элемент остается в таком состоянии до появления [/

вх

положи-

тельного знака, превышающего по абсолютному значению

напряжение 1/

= ^ос- При этом компаратор снова срабатыва-

ет и переключает знак Г/

вых

и 1/ос Таким образом, компаратор

с ОС, в отличие от схемы компаратора без ОС, имеет напряже-

ние срабатывания (17

ср

вых

)

больше,, чем напряжение воз-

врата ([/

.р = С/

ВХ2

)- Это означает, что триггер Шмитта имеет

характеристику, аналогичную релейной, и работает как элект-

ронное реле мгновенного действия с

в03

Ф 1. Из диаграммы

на рис. 2.54, б видно, что 1/

ср

- 1Г

в-р

= 2(7

ос

. Условно [/

ос

назы-

вается гистерезисом элемента. Его значение можно изменить,

изменяя соотношение К

и К

. Чем больше напряжение гис-

терезиса, тем лучше отстройка от помех. Изменяя значения

.К

можно регулировать [7

ср

и С

в-р

Триггер Шмитта имеет широкое применение в ИО РЗ, выпус-

каемых отечественной промышленностью, в качестве схемы,

преобразующей входной сигнал любой формы в прямоуголь-

ный сигнал постоянного значения, имеющего два устойчивых

состояния, отличающихся полярностью выходной величины.

Элемент с областью нечувствительности (рис. 2.55, а) (двух-

полярный пороговый элемент) выполнен на базе инвертиру-

ющего усилителя, в котором в цепь ООС вместо 1?

с включен

выпрямительный мост У5, подключенный другой своей диа-

гональю через резистор К2 к источнику питания.

При [/

вх

= 0 ток 1

, протекающий по К2 и КЗ от источника пи-

тания, разветвляется через диоды

УЮ1,

УИЗ и Уй2,

УЮ4,

по-

-и.,

•и*

</«,

*и

Рис. 2.55. Элемент

областью нечувствительности

этому все диоды открыты и напряжение между входом моста

(точка а) и его выходом (точка Ь) равно нулю, что соответствует

цепи ООС. Поэтому К

= 0 и Г/

вых

= 0. При появлении положи-

тельного 1/

вх

появляется ток 1

ВХ

/К

который увеличивает

ток в диодах

УЮЗ

и У02 и снижает в УБ1 и УИ4. По мере увели-

чения (У

вх

соответственно возрастает ток

ВХ

/Я

но прямой

ток в диодах УБ1 и УП2 продолжает протекать, хотя и сущест-

венно снижается по значению. Все диоды моста остаются от-

крытыми, напряжение

аЬ

остается равным нулю и К

по-преж-

нему равен нулю. Когда [/

вх

достигает уровня, при котором

Л.

^2>

компаратор срабатывает, так как при этом диоды Уй1 и

УВ4 запираются, их обратный ток равен нулю, а цепь ООС ока-

зывается разорванной. Коэффициент усиления становится близ-

ким коэффициенту усиления ОУ {К

> 50 000), что обеспечивает

появление выходного напряжения ^

ВЬ1Х

тах

~^тахОУ-

На-

пряжение 1/

вх

является пороговым.

При дальнейшем увеличении положительного Ц,

УИ1 и

УБ4 остаются закрытыми, а на выходе схемы сохраняется зна-

чение

ВЬ1Х

тах

. Когда [/

вх

снижается ниже значения 1

1У

дио-

ды моста вновь открываются, К

становится равным нулю и

на выходе вновь появляется нулевое напряжение (рис. 2.55, б).

Для появления выходного напряжения достаточно очень

малого (несколько милливольт) превышения 11

вх

над 1

С учетом 1

/К

получим значение порогового напряжения

схемы

^пор = *уг/л

(2.47)

При отрицательном С/

Вх

схема работает аналогично. Из (2.47)

следует, что

пор

может быть изменено путем изменения

юз

сопротивления одного резистора (К1 или Я2) или значения Е

Для защиты входов ОУ при многократном увеличении [/

вх

относительно уровня срабатывания может использоваться цепь

из двух параллельно включенных диодов. Рассмотренная схема

является элементом с двумя регулируемыми разнополярными

порогами, или, иными словами, элементом с регулируемой

зоной нечувствительности. При К

= К

абсолютные значения

отрицательного и положительного напряжения

пор

одинако-

вы,

а при К

Ф К

- различны.

Активные частотные фильтры на ОУ. В переходных режимах

в сетях СВН токи и напряжения содержат высшие, а иногда и

низшие гармонические составляющие, которые могут приве-

сти к ложной работе или замедлению действия РЗ. Гармоники,

искажающие действие РЗ, отмечены также в сетях 110-220 кВ,

осуществляющих электроснабжение электрифицированных

железных дорог и промышленных предприятий с нагрузкой

на выпрямленном токе. Для обеспечения правильной работы

РЗ используются фильтры, пропускающие токи и напряжения

с частотой 50 Гц и запирающие прохождение токов высших и

низших гармоник в ИО РЗ.

Различаются три основных типа частотных фильтров: фильт-

ры низких

частот

(ФНЧ), пропускающие напряжения с часто-

той ниже некоторой заданной частоты, условно называемой

частотой среза, и подавляющие (задерживающие) напряжения

с частотой более высокой, чем частота среза; фильтры высших

частот

(ФВЧ), пропускающие напряжения с частотой выше ча-

стоты среза, и подавляющие напряжение с частотой ниже ча-

стоты среза; полосовые фильтры (ПФ), пропускающие напря-

жения в заданной полосе частот и подавляющие напряжения

с частотой большей, чем верхняя частота полосы пропускания,

и меньшей, чем нижняя.

Фильтры низших и высших частот обычно выполняются на

основе КС-цепей. Простейшим ФНЧ является интегрирующая

КС-цепь (рис. 2.56, а), представляющая собой резистивно-

емкостный делитель напряжения, причем [/

вых

формируется

на К2, С1, включенных параллельно.

Простейшим ФВЧ является дифференцирующая цепь

(рис.

2.57, а), также представляющая собой резистивно-емкост-

ный делитель; 1/

вых

снимается с резистора Я1.

Полосовые фильтры выполняются комбинацией элементов

К, Ь и С, например, один из простейших фильтров этого типа

104

/?7

4» С1± \п -и,

«их

а)

Рис. 2.56. Полосовой фильтр низкой частоты:

—

схема;

—

частотная характеристика

Рис.

2.57. Полосовой фильтр высокой частоты:

—

схема; 6

—

частотная характеристика

(рис.

2.58, а) состоит из резистора и ЬС-контура с резонансом

токов; {У

вых

снимается с резонансного контура.

Выполнение

частотных

фильтров на ОУ (активных частот-

ных фильтров АФ) позволяет совместить функции частотной

фильтрации с усилением, а также выполнить полосовые фильт-

ры с высокой добротностью.

Простейший АФ НЧ выполняется на основе интегриру-

ющего усилителя с дополнительным резистором К2, который

обеспечивает заданный К

в полосе пропускания, в частности

на постоянном токе (рис. 2.59, а). Поскольку на постоянном

токе (о = 2л/ = 0) Х

= 1/0)^ -* °°, то Ку, как для обычного ин-

вертирующего усилителя, равен К

/К

. В полосе пропускания

С1

остается существенно больше К

, и поэтому Свых * [/

х-К

/1?1.

По мере увеличения частоты значение Х

С1

снижается, а К

можно считать равным \ХсД /К

. Частотная характеристика

фильтра соответствует рис. 2.56, б.

105

/?/

У.ыА

-у

вх

и\\С1±

~и<

Рис.

2.58. Комбинированный полосовой фильтр:

—

схема; б

—

частотная характеристика

Рис.

2.59. Активные фильтры на операционных усилителях

Простейший АФ ВЧ выполняется на основе дифференци-

рующего усилителя с дополнительным резистором, который

обеспечивает заданный К

в полосе пропускания (где Х

х *

* 0) (рис. 2.59, б). По мере уменьшения частоты Х

С1

возрастает

и в полосе задерживания существенно превышает сопротив-

ление 1?

при этом К

может быть принят равным 1?

/|Х^|.

При / = 0, когда Х

С1

-* °°, К

= 0, что соответствует частотной

характеристике, приведенной на рис. 2.57, б.

Полосовой АФ осуществляется на базе двойного Т-моста,

выполненного на резисторах и конденсаторах (рис. 2.60, а).

Входное напряжение подается на мостовую КС-схему, первая

ее цепь включает С1 и С2, вторая К1 и С2. На диагонали этого

моста (точки 3-2) образуется напряжение, которое при резонан-

сной частоте сдвинуто относительно 1/

вх

на угол а. На это на-

пряжение включена цепь КЗ, СЗ, параметры которой при той

же частоте обеспечивают угол сдвига тока в этой цепи, рав-

ный а/2. Благодаря этому (рис. 2.60, б) точки 4 и 1 имеют рав-

ные потенциалы. При отклонении частоты от резонансной в

сторону увеличения появляется 1/

вых

. Полосовой АФ выпол-

106

С1

Я1

сз

ё>

Увх И2\\ ±С2

а!

-о

и,

их

У<>

°"С.->-

Я!

Я2

ГЛ.

2 „СЗ

ЯЗ 7

П5

сэ4-4-с=н

V ±7

10 20 30 ЬО 50 ВО 70 80{,Гц

Рис.

2.60. Полосовой фильтр на базе двойного Т-моста

нен на основе инвертирующего усилителя с двумя цепями

ООС,

в одну из которых включен двойной Т-мост (рис. 2.60, в).

На резонансной частоте напряжение на выходе двойного

Т-моста (точка 4) равно нулю, ток через резистор Кб отсутству-

ет, поэтому К

определяется отношением сопротивления ре-

зистора в цепи ООС к сопротивлению входного резистора К1;

соответственно

ВЫХ

= Е/^^/Д^. Этот К

на резонансной ча-

стоте (обычно 50 Гц) условно принимается за единичный

(рис.

2.60, г).

При отклонении частоты от резонансной на выходе двой-

ного Т-моста появляется напряжение, и через Д 6 протекает до-

полнительный ток ООС, который уменьшает К

на частотах,

отличных от резонансной. Чем меньше сопротивление Кб, тем

интенсивнее ООС при отклонении частоты от резонансной и

тем больше снижается К

в этих условиях, обеспечивая более

узкую полосу пропускания полосового частотного фильтра.

Поскольку данный ПФ выполнен на основе инвертирующего

усилителя, на его входе также может быть обеспечено сумми-

107

рование нескольких входных напряжений, и в этом случае ПФ

выделяет составляющую промышленной частоты из суммы

входных напряжений.

2.18. СХЕМЫ СРАВНЕНИЯ ДВУХ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ ВЕЛИЧИН

Схемы сравнения двух абсолютных значений электрических

величин. Схемы сравнения абсолютных значений получили

распространение в ИО, где сравниваются выпрямленные на-

пряжения \У1\ и |1/п|- Применяются две схемы сравнения:

на равновесии сравниваемых напряжений или на балансе

токов, пропорциональных сравниваемым напряжениям

(рис.

2.61).

В схеме сравнения на равновесии напряжений

(рис.

2.61,

а) выпрямители У51 и У52 соединяются одноимен-

ными полюсами, а в рассечку провода включается реагирующий

орган РО. Под влиянием разности напряжений \у

| - \Цц\ в

РО появляется ток /

РО

. При \У\\ > \Уц\ ток 7

РО

имеет положи-

тельный знак, и РО действует. Резисторы К1 и К2 шунтируют

выпрямители и образуют контур с малым сопротивлением,

по которому проходит ток 1уз помимо выпрямителей, пред-

ставляющих большое сопротивление для токов обратного

направления.

В схеме сравнения на циркуляции токов (рис. 2.61,6)

выпрямители У51 и У52 соединяются последовательно разно-

полярными зажимами. Реагирующий орган РО подключается

к зажимам тп параллельно обоим выпрямителям. В РО про-

ходит ток 1р

= \1\\

-|/ц|-

При равенстве

|/1!

и |7ц| 1

РО

= 0. Баласт-

ные сопротивления К1 и К2 устанавливаются для того, чтобы

РО не оказался зашунтированным сопротивлением работа-

Рис.

2.61. Схемы сравнения:

—

на равновесии напряжений; б

—

на циркуляции токов (балансе токов)

108

ющего выпрямителя приемной стороны (так называется вы-

прямитель, имеющий меньшее входное напряжение).

Схема сравнения фаз двух электрических величин. Прин-

цип действия. Реле

на

сравнении

фаз (рис.

2.62,

а)

состоят

из

устройства сравнения

фаз

(фазосравнивающей схемы)

1 и ис-

полнительного органа

реагирующего

на

знак выходного

на-

пряжения.

Реле реагирует

на

угол

сдвига

фаз

между сравниваемыми

напряжениями

Уу и 17ц и

приходит

действие

при

значении

ф,

удовлетворяющем условию

Ч>1

< Ф < Ф

(2.48)

где

ч>! и Ф

углы, ограничивающие зону действия реле

(рис.

2.62,

б, в).

Знак

значение выходного напряжения

вых

фазосравни-

вающей схемы, определяющего поведение реле, зависят

от

сдвига

фаз

между

У\ и 17ц, т. е.

вых

/(Ф).

При

выполнении

условия (2.48)

вых

положительно,

ИО

действует.

I Способы сравнения

фаз. По

способу сравнения

фаз Ц\ и 17ц,

или, иначе говоря,

по

типу фазосравнивающей схемы, разли-

чают

три

вида реле:

на

импульсном принципе;

на

схеме,

со-

поставляющей продолжительность времени совпадения

фаз

с заданным временем;

на

кольцевой фазосравнивающей схеме.

Сравнение фаз на импульсном принципе

осуществляется сопоставлением мгновенных значений напря-

жений [/] и у

в определенный момент времени, например в

момент положительного максимума напряжения у^ (рис. 2.63).

Для этой цели при прохождении напряжения у

через поло-

жительный максимум формируется короткий импульс напря-

гу.

У/ых

а)

Рис.

2.62.

Схема реле направления мощности

на

сравнении абсолютных значе-

ний

\]\ и Чц

109

У" ""

1X1

и\\\ //

г \\ / /

К/1

и,

юЬ

~и„

Рис.

2.63.

Принцип действия импульсного реле

жения у

{

(рис.

2.63,

а). Если положительный импульс [/{'совпал

с положительным мгновенным значением второго напряже-

ния у

, то на выходе схемы появляется сигнал (напряже-

ние

вых

)

и ИО срабатывает. Если знаки импульса С//'и напря-

жения Г/л различны - реле не действует.

Как видно из рис.

2.63,

а, при выбранном моменте сравнения

(во время прохождения у

{

через максимум) совпадение поло-

жительных значений 1^ и 17ц возможно при условии, что угол

сдвига фаз будет находиться в пределах

-90° < ф =$ +90°

(2.49)

Выражение (2.49) показывает, что диапазон изменения угла

ф, в пределах которого реле срабатывает, равен 180°. Угловая

характеристика работы импульсного реле приведена на

рис.

2.63,

Сравнение фаз на времяимпульсном прин-

ципе. К схеме сравнения подводятся напряжения Ух и С/ц,

сдвинутые по фазе на угол ф, как это показано на рис. 2.64, а.

В течение определенной части положительного полуперио-

да (отмеченной штриховкой на рис. 2.64, 6), знаки мгновенных

значений

Ух

и Уц одинаковы, а в другой (не заштрихованной) -

различны. В отрицательном полупериоде Ух картина совпаде-

ния и различия знаков обоих напряжений повторяется.

Угол совпадения <р

, в пределах которого знаки У\ и С/

совпадают, и соответствующее ему время совпадения знаков

зависят от угла сдвига фаз ф (рис. 2.64, б):

= л - ф.

(2.50)

Подставив в (2.50) углы Ф

= ы*

, ф = о)(

нс

и л = и Т/2 и разде-

лив все члены уравнения на о, найдем зависимость времени

по