Аракелян А.К., Афанасьев А.А. Вентильные электрические машины в системах регулируемых электроприводов. Том 1

Подождите немного. Документ загружается.

98 99

определитель матрицы Якоби этого уравнения

xf ddW



отли-

чен от нуля.

Дифференцируя (2.21) по параметру



, получим обыкновенноее

дифференциальное уравнение порядка 2Q:

d CFx







. (2.23)

В результате его интегрирования (по той или иной стандартной

программе) с начальными условиями -





xx 

- получаем

искомое решение.

В качестве произвольного начального вектора

можно взять,

в частности, и нулевой вектор. Опыт решения исходных

нелинейных уравнений показывает, что приближенное решение

уравнения (2.23) можно получить упрощенным методом, разбивая

интервал интегрирования Т на ряд одинаковых участков (например,

Рис.2.3. Расчетные кривые:



- индукции;

- МДС возбуждения и

МДС якоря синхронного двигателя СД 102-8 мощностью 75 кВт с двух-

слойной дробной обмоткой якоря (q=5/2), уложенной в открытые пазы

=60), для номинального режима при положении ротора



пять при T = 1), в пределах которых якобиан принимается

постоянным, равным своему значению в начале участка,

найденному численным способом. В этом случае операция

интегрирования заменяется суммированием. Полученный результат

рассматривается в качестве начального приближения при

нахождении уточненного решения итерационным методом Ньюто-

на, для реализации которого из предыдущего метода используется

подпрограмма расчета матрицы Якоби. Таким путем получена

кривая индукции в воздушном зазоре синхронной машины

мощностью 75 кВт с дробной обмоткой якоря (рис.2.3).

Выводы

1. Предлагаемый численный метод расчета магнитного поля

позволяет учесть основные физические факторы: зубчатость

воздушного зазора, дискретность распределения проводников

обмоток и насыщение магнитной цепи.

2. Расчет магнитной проводимости воздушного зазора,

производимый рассматриваемым методом, принципиально точнее

по сравнению с известным методом гармонических проводимостей.

3. Решение исходных уравнений данного метода может быть

реализовано комбинированным способом на основе численных

методов продолжения решения по параметру и Ньютона.

2.3. Расчет магнитного поля магнитоэлектрической машины

с "коллекторным" расположением постоянных магнитов

Синхронные двигатели с постоянными магнитами (СДПМ)

находят применение в электроприводах подач металло-

обрабатывающих станков. К этим электроприводам предъявляются

повышенные требования по диапазону и быстродействию

регулирования, по качеству переходных процессов и

установившегося движения. В настоящее время они выполняются

на основе двигателей постоянного тока (серии 2П, ПБСТ, ПБВ,

ПСТ) с номинальным моментом до 175 Нм, регулируемых изме-

нением напряжения якоря и ослаблением поля возбуждения.

Все двигатели рассматриваемого назначения должны

обеспечивать номинальный момент в стопорном режиме и при

100 101

отсутствии наружного обдува. При работе с максимальной частотой

вращения допускается снижение момента до величины 0,4...0,5) Мн.

В качестве альтернативных систем электропривода с бес-

контактными электрическими машинами могут применяться:

система с вентильным двигателем, выполненным на основе СДПМ,

и система с асинхронным двигателем с короткозамкнутым ротором

(АД). Обе системы питаются от широтно-импульсных

преобразователей (ШИП) частоты с токовым управлением.

К недостаткам системы АД по сравнению с СДПМ относятся:

1) невозможность работы без намагничивающего тока (сos



<1), что

приводит к дополнительным потерям мощности в обмотке статора;

2) наличие потерь в обмотке ротора; 3) появление дополнительных

потерь при наличии скоса пазов; 4) необходимость использования трех

каналов ШИП (вместо одного в случае системы с СДПМ).

Ее достоинство - возможность плавного регулирования частоты

вращения двигателя ослаблением потока возбуждения при U = const

и P = const.

Преимущества системы с СДПМ: 1) возбуждение двигателя

без затрат энергии извне; 2) принципиальная возможность работы

СДПМ с коэффициентом мощности по первой гармонике (сos



равным единице; 3) отсутствие на роторе явных электропроводящих

контуров. Все три фактора позволяют поднять КПД двигателя (



Повышенные значения сos





дают возможность при

электромагнитных нагрузках, одинаковых с АД, уменьшить

расчетную мощность СДПМ и тем самым снизить его удельные

массогабаритные показатели. Эти преимущества СДПМ могут

стать решающими при компоновке электрооборудования станков.

В качестве недостатков этой системы следует назвать:

1) технологические трудности промышленного освоения новой

конструкции и повышенную стоимость СДПМ по сравнению с АД;

2) нерегулируемость возбуждения. Первый может быть ослаблен

применением дешевых ферритовых магнитов и специальных

технологических приемов, второй частично снимается, если

обмотку СДПМ выполнить с отпайками - в этом случае, уменьшая

число активных витков обмотки, можно дискретно регулировать

вверх частоту вращения двигателя.

2.3.1. Конструктивные и технологические особенности

СДПМ

Специфика конструктивного исполнения индуктора рассматри-

ваемого двигателя продиктована применением ферритовых

магнитов, имеющих относительно низкие значения остаточной

индукции. Для обеспечения необходимого уровня индукции в

воздушном зазоре (ВЗ) приходится, во-первых, увеличивать

площадь рабочей поверхности магнитов (нормальной к магнитному

потоку) и, во-вторых, уменьшать площадь полюсных участков ВЗ.

Одним из способов достижения этой цели является применение

многополюсной конструкции (



3...6) с магнитами,

расположенными в глубоких пазах и намагниченными

тангенциально (конструкция коллекторного типа). Возможна также

малополюсная конструкция индуктора, имеющая развитую

рабочую поверхность магнитов и понижающая уровень основных

потерь в стали статора за счет относительно низкой частоты ее

перемагничивания при заданной частоте вращения ротора.

Для примера остановимся на конструктивных и технологических

особенностях опытного двигателя, изготовленного на основе АД типа

4А100L6У3 (

= 27 Нм). Для удержания магнитов и шихтованных

полюсных сердечников применены бандажи 1 (рис. 2.4). Стальные

шпильки 2 стягивают полюсные сердечники и бандажные кольца,

обеспечивая механическую прочность всей конструкции ротора.

Силовое взаимодействие

ротора и вала осущест-

вляется по шестигранным

поверхностям бандажных

колец. Для уменьшения

рассеяния по ферро-

магнитному валу имеется

дистанционная алюми-

ниевая прокладка 3.

Ротор содержит ло-

патки, способствующие

перемешиванию воздуха

внутри машины. Опыт

Рис. 2.4. Продольный разрез

синхронного двигателя с

"коллекторным" расположением

постоянных магнитов

102 103

изготовления макетов СДПМ показал, что наибольшие трудности

в технологическом отношении представляет процесс изготовления

ротора: его сборка, намагничивание, проточка и балансировка.

Возможны два существенно отличающихся способа изготовления:

1 - с предварительно намагниченными магнитами и 2 - с

ненамагниченными магнитами. В первом случае возникают

серьезные трудности при проточке ротора, так как образующаяся

стружка плотно облепляет поверхность полюсов и магнитов.

Намагниченный ротор плохо балансируется из-за возникающих сил

магнитного притяжения полюсов к окружающим ферромагнитным

частям станка.

Избежать ряда подобных трудностей удалось путем

сравнительно простых и эффективных технологических решений.

Так, для роторов коллекторного типа было разработано

импульсное намагничивающее устройство, представляющее собой

специальный многополюсный индуктор в виде разъемного статора

с прямоугольными пазами и однофазной катушечной обмоткой.

Число пазов и катушек такого индуктора равняется числу полюсов

ротора. Проточенный и отбалансированный ротор располагается в

индукторе таким образом, что полюса последнего находятся над

полюсами ротора, а постоянные магниты - напротив пазов

индуктора. По обмотке индуктора от конденсаторной батареи

пропускается мощный однополярный импульс тока из условия

обеспечения напряженности поля в магнитах порядка (3...5)

Как показали экспериментальные исследования, намагничива-

ние роторов в таком индукторе позволяет, кроме того, повысить

значение индукции на поверхности полюсов ротора на (8...10)% по

сравнению с раздельным намагничиванием магнитов (до сборки).

Поскольку поперечный разрез индуктора с ротором

принципиально не отличается от аналогичного разреза СДПМ, с

той лишь разницей, что воздушный зазор между статором и ротором

в этом случае практически равен нулю, то для расчета магнитной

цепи и обмоточных данных индуктора пригодна описанная ниже

методика расчета магнитного поля самого двигателя.

В целях уменьшения поверхностных потерь в стали от

пульсаций потока, обусловленных высокой несущей частотой

выходного напряжения (1-3 кГц) преобразователя, полюса ротора

следует делать шихтованными из тонколистовой

электротехнической стали. Опыт показывает, что такие полюса

более технологичны, чем сплошные.

Незамкнутость контуров на роторе с успехом обеспечивается

применением на торцах ротора изоляционных несущих шайб

(например, пластмассовых), армированных кольцами из обычной

конструкционной стали. Такой ротор с шайбами из пластмассы типа

АГ-4 успешно выдержал испытания на скоростях до 2500 об/мин.

При массовом производстве эти пластмассовые шайбы могут

выполняться путем опрессовки торцов ротора в сборе.

Расчеты и экспериментальные данные показывают, что

распространенное мнение о необходимости применения

немагнитного вала необоснованно в конструкции ротора

коллекторного типа. Поток рассеяния постоянных магнитов даже

при непосредственной их опоре на магнитный вал не превышает

5% от рабочего потока полюсов.

Следует ожидать, что дальнейшее совершенствование

технологии изготовления ротора должно привести к уменьшению

стоимости производства СДПМ до уровня, сравнимого со

стоимостью АД.

Сравнительные данные альтернативных машин, применяемых

в электроприводе подач приведены в табл. 2.1. Для АД указаны

так называемые деноминализованные моменты, которые могут

выдерживаться длительно без наружного обдува.

Коэффициент деноминализации находится в пределах 1,5...1,7.

Сравнение удельного показателя (

) для различных типов

двигателей, представленных в табл.2.1, показывает, что

наибольшим момоментом на единицу массы обладают двигатели с

постоянными магнитами. Этот показатель остается достаточно

высоким (таким же, как у АД) даже при креплении оксидно-

бариевых магнитов непосредственно на полюсах ротора (двигатели:

ПБВ 112LГУ3, SД-А5.250.132М). В случае применения

концентрации магнитного потока при радиальном расположении

магнитов и многополюсной конструкции (двигатели: СДПМ

100L8У3 и ДБ112M8УЗ) удельный момент примерно в 1,33 раза

превышает этот показатель у АД, т.е. по материалоемкости

вентильные двигатели с постоянными магнитами значительно

104 105

эффективнее. Если вместо асинхронных двигателей выпускать

вентильные двигатели с постоянными магнитами, то каждая

четвертая машина будет изготавливаться из сэкономленных

материалов.

2.3.2. Расчет магнитного поля СДПМ

Для выявления характера распределения индукции в элементах

магнитной цепи двигателя при тангенциальном намагничивании

постоянных магнитов, определения потоков рассеяния индуктора,

в частности при использовании магнитного вала и наличии

немагнитных зазоров между ним и полюсными сердечниками,

оценки влияния зубчатости воздушного зазора на

электромагнитный момент произведем расчет магнитного поля

СДПМ. Ориентируясь, для общности случая, на возможность

применения дробной обмотки с пространственным периодом 2



магнитную цепь рассматриваем в пределах двух полюсов. Будем

определять радиальные составляющие индукции

),...2,1(

QkB





в счетных точках



, расположенных на средней окружности BЗ,

причем

pnzQ



,...2,1(



n - число счетных точек на зубцовомом

делении статора). Ось



жестко привязана к статору, ее начало

координат расположено на магнитной оси фазы А статора.

Геометрия зубчатых структур ротора является функцией

координат по оси x, жестко привязанной к ротору. В подвижной

системе координат счетные точки определяются равенством









, (2.24)

где



- угол между магнитными осями фазы А статора и d ротора.

Расчетными величинами индуктора будут магнитные потоки

элементов магнитов (



), полюсных сердечников (



) и валала

(



), ( 2,1



j - индексы полюсов; )1(,...,1,0





Nl – индексысы

элементов соответственно магнитов и полюсов, получаемых

разбиением магнита в пазу в радиальном направлении на N равных

частей с размером каждой части

Nhh

мм





;

- радиальный

размер магнита (рис. 2.5)).

Введенным в рассмотрение магнитным потокам будет

соответствовать схема замещения магнитной цепи индуктора на

рис.2.6.

Таблица 2.1

Масса,

106 107

Рис. 2.5. Поперечный разрез индуктора с постоянными магнитами

На ней обозначены:

;

 



;

- магнитные

сопротивления элементов магнитов, полюсных сердечников и вала

индуктора;

- "фиктивная" МДС элементов магнитов. При

выполнении индуктора с параллельными стенками межполюсных

пазов и однородным материалом магнитов можно принять

мм

bHFF



, (2.25)

где

- "фиктивная" коэрцитивная сила магнита, определяемая

по диаграмме размагничивания точкой пересечения прямой

возврата с осью абсцисс;

- длина элемента магнитов.

На схеме замещения (рис.2.6) не показаны магнитные

сопротивления (



) и потоки рассеяния (





), замыкающиесяся

между элементами полюсов (через их боковые и торцевые

поверхности). Магнитные потоки вала (



) также относятся к

потокам рассеяния индуктора.

Из схемы замещения магнитной цепи в соответствии с

законами Кирхгофа, выделяя независимые узлы и контуры, можем

Рис. 2.6. Схема замещения магнитной цепи индуктора

составить систему уравнений, связывающих потоки ветвей со

значениями индукции в воздушном зазоре



и МДС магнитов

fxB



, (2.26)

где x - вектор-столбец магнитных потоков с размерностью









причем





illii



ппммT 212121

;

108 109

f - вектор-столбец, содержащий элементы четырех видов:

нули;

;



;



. Здесьсь

dxB















п1

;

dxB















п2

– (2.27)

– потоки BЗ, соответствующие полюсным наконечникам обоих

полюсов;









;

- ширина полюсного наконечника;а;



































dxBdxB

1 п

;



































dxBdxB

2 п

– (2.28)

– потоки BЗ, соответствующие межполюсным промежуткам

полюсов.

Предполагаем, что потоки (2.28) полностью войдут через

стенки межполюсных пазов в соответствующие полюсные

сердечники на участках стенок глубиною

кр

. Принимаем







кр

. Интегралы (2.27) и (2.28) определяются по

стандартным программам при дискретной фиксации индукции



в счетных точках

;

B - квадратная матрица размерностью (5N+6), элементами

которой, кроме нулей и единиц, будут магнитные сопротивления

;

 



;



Сопротивления

;

 



являются нелинейными.

Они рассчитываются с заданной точностью для каждого

распределения индукции в BЗ методом простых итераций на основе

известных магнитных характеристик материала полюсных

сердечников и вала.

Магнитное напряжение BЗ в счетных точках с координатами

будет равно:







 kkk

, (2.29)

где







, (2.30)



- составляющие длины BЗ в k-й точке, обусловленные

четырьмя зубчатыми структурами.

Полюса индуктора образуют первую такую структуру (



Они могут рассматриваться в виде больших зубцов, отделенных от

гладкой поверхности статора равномерным BЗ длиною



Другими структурами будут зубцы на полюсных наконечниках

индуктора (



), неравномерность BЗ между гладкими

поверхностями статора и полюсных наконечников (



), зубцы

статора (



). Составляющие суммы в (2.30) можно определить

по формуле





mrmk





, (2.31)

где





- относительная удельная магнитная проводимость для

средней окружности ВЗ при односторонней его зубчатости. Она

является периодической функцией координат либо

(

3,2,1



либо



(



). Аналитические выражения для этих функций

определяются в результате сплайновой аппроксимации и

периодизации зависимостей, рассчитанных в [44].

Счетные точки выбираются на неподвижной оси



, причем

таким образом, чтобы каждый зубцовый шаг статора содержал n

точек. Фиксируются зубцовые множества статора:







pzS

,...,2,1



; ротора:





,...,2,1 zR



; 2,1



j .

Первые определяют счетные точки на оси



, относящиеся к

зубцу статора с номером S, вторые - точки на оси x, относящиеся к

зубцу с номером R и полюсу j ротора. Находятся средние значения

индукции в воздушном зазоре, приходящиеся на конкретное

зубцовое деление статора





pzSB

...,,2,1

ср





и ротора





2,1;...,,2,1





jzRB

ср

При расчете магнитного напряжения зубцов статора

ротора

полагаем, что магнитный поток на участках оси







в пределах зубцового деления t

1(2)

полностью входит в зубец на

расстоянии





ср

от его вершины. За величину





кр

принимаем

значение одного открытия паза. Для счетных точек каждого

множества







или





значения

или

соответственноенно

110 111

одинаковы. Магнитное напряжение зубцового слоя для k-й точки

будет иметь вид

FFF 

. (2.32)

Ярмо статора разбиваем на элементы, границами которых

являются осевые плоскости, проходящие через середины статорных

зубцов. Связь между магнитными потоками этих элементов







и зубцов







, (i - 1,2, ...

pzz



) реализуется уравнениями

1 z





(2.33)

где





...

aaa



T





...

zzz



T

11...000

..................

00...110

00...011

...1

































- магнитные сопротивления элементов ярма.

С помощью магнитной характеристики материала ярма при

известных потоках элементов ярем можем определить их

магнитные напряжения (

В силу периодичности магнитного поля в BЗ

 

Qkk





. (2.34)

Следовательно, для определения B

k

необходимо составить

уравнений. Это будут





Q

уравнений равновесия магнитных

контуров с шагами по расточке соответственно из

QQ 

одной счетной точки:

 

MМ

NQkkNakQkk

FFFUUUU





, (2.35)

11 



kkkk

FFUU

, (2.36)

и одно уравнение непрерывности магнитного потока:









(2.37)

В формулах (2.35), (2.36) обозначено:

пп

NNzkkk

FFFFU





; (2.38)

     

пп

NNQkzQkQk

FFFFU





; (2.39)

k - номера счетных точек BЗ, координаты которых в подвижной

системе координат удовлетворяют неравенству:









; (2.40)

 







, (2.41)

где

- номер зубца статора, через который проходит сторона

контура со счетной точкой k ВЗ;

MMM

NNN

RU 

111

, (2.42)

где

;

1N

, ( 2,1



j ) - магнитные напряжения N-го и (N+1)-гоо

элементов полюсных сердечников;









kkak

xFFF



- суммаа

МДС обмоток статора и, если имеется, демпферной индуктора,

приходящихся на счетную точку ВЗ c номером k.

Таким образом, общая система нелинейных уравнений,

подлежащих решению, имеет порядок (



). Она состоит из

уравнений вида (2.26) и Q

уравнений вида (2.35)-(2.37).

При отсутствии насыщения магнитной цепи, когда

0

akzk

FUF

, эта исходная система алгебраических

уравнений является линейной и может быть решена, при заданных

значениях токов обмоток и углового положения ротора,

стандартными численными методами, например, методом Гаусса.

Попытки решения системы с учетом насыщения магнитной цепи

методом Ньютона в большинстве случаев успеха не имели - для

получения решения требуется знание начального вектора

неизвестных сравнительно хорошего приближения. Наиболее

надежно и достаточно просто этот вектор можно определить

методом продолжения решения по параметру [109]. Представим

уравнение (2.26) в форме

112 113





fxB . (2.43)

Систему нелинейных уравнений (2.35)-(2.37), (2.43), записанную

в векторном виде:





Fzg 

, (2.44)

где





yxz 





121

...

BBB



y

, g; F - вектор-функции

соответственно левой и правой частей ис-ходной системы (2.35)-

(2.37), (2.43), можно записать также в форме:









T CFCzg

, (2.45)

где



- некоторый вещественный параметр с областью не-

прерывного изменения







;





zgC 

- значение вектора g при

произвольном (начальном) векторе

zz  .

Как видно из (2.45), переменные

непрерывно зависят отт

значения параметра











;





,...,2,1 QQj





, причем

решение соответствует значению параметра 0





. При T





уравнение (2.45) принимает вид (2.44). Очевидно, решение





Tzz



является искомым. В соответствии с теорией неявных

функций, решение уравнения (2.45) единственно, если

определитель матрицы Якоби этого уравнения

zgW





отличен

от нуля.

Дифференцируя (2.45) по параметру



, получим обыкновенноее

дифференциальное уравнение порядка







d CFz









. (2.46)

В результате его интегрирования (по той или иной стандартной

программе) с начальными условиями





;

zz  получаем

искомое решение





Tzz



. В качестве произвольного начальногоо

вектора

z можно взять, в частности, и нулевой вектор.

2.3.3. Пример электромагнитного расчета

Макетный образец СДПМ, отмеченный в табл.2.1, имеет

следующие технические данные:



27 Нм (выдерживается

длительно в стопорном режиме);

1000

об/мин; 82



p ; скосос

пазов статора 0,5

; толщину магнитов в направлении

намагничивания 13,3 мм; радиальную высоту магнитов 37 мм;

потери холостого хода (для обесточенной обмотки статора) при

1000

об/мин - 80 Вт, при

2000

max

об/мин - 230 Вт;

рассеиваемую мощность корпуса (без наружного вентилятора) -

300 Вт; сталь сердечников статора и индуктора 1411 толщиной 0,35

мм; вал двигателя ферромагнитный (Ст. 50);



;

5,1



q (обмотка двухслойная);

3,0





min

мм;

45,0









maxm

мм;

1025,0 

A/м; Tл.

Решая систему уравнений (2.26), (2.35)-(2.37) методом

продолжения решения по параметру [109], можем определить

распределение индукции в BЗ двигателя на холостом ходу и при

номинальной нагрузке (рис. 2.7). При расчете полюсные сердечники

разбивались в радиальном направлении на четыре части ( 4



N ),

зубцовый шаг статора содержал две счетные точки ( 2



n ).

Кривая 3 (рис.2.7) определяет МДС обмотки статора с

линейным изменением ее на участках раскрытия пазов.

Рис.2.7. Индукция в воздушном зазоре: 1 - на холостом ходу;

2 - при нагрузке; 3 - МДС якоря синхронного двигателя

с постоянными магнитами

114 115

Расчеты показывают, что магнитные потоки элементарных

магнитов (



; 2,1



j ;

Ni ,...,2,1



) практически одинаковы,

причем полюсные сердечники насыщены сравнительно слабо,

максимальная индукция наблюдается во втором элементе

сердечника (от BЗ) и составляет 0,53 Tл. Общий поток рассеяния

полюсов в долях потока BЗ равен 7,2%, причем поток,

замыкающийся через магнитный вал (при немагнитном зазоре в

1,5 мм между валом и полюсными сердечниками), равен 0,7%.

Амплитуда первой гармоники индукции в ВЗ составляет при

обесточенной обмотке статора 0,65 Тл, при номинальной нагрузке

- 0,54 Тл. Оценивалось также влияние зубчатости ВЗ на характер

дополнительных моментов, обусловленных высшими гармониками

магнитного поля. С этой целью находились линеаризованные

значения коэнергии магнитного поля машины для различных

значений угловой координаты ротора



[131]:

 

MM*

W 



 

1 1

, (2.47)

где

M*M

bHF



- магнитное напряжение на "зажимах" i-й части

магнита;



- магнитный поток i-й части магнита,

задаваемый его остаточной индукцией.

Электромагнитный момент определяется известной

зависимостью:















. (2.48)

Кривая электромагнитного момента в функции положения

продольной оси ротора относительно статора, полученная

численным методом по формуле (2.48) для опытного двигателя со

статорными и роторными пазами без скоса и обесточенной

обмоткой статора, показана на рис. 2.8. В этом случае максимум

момента "залипания" ротора составляет 9,4% от номинального

момента. Скос пазов статора позволяет практически исключить это

нежелательное явление.

Рис. 2.8. Остаточный реактивный момент

Выводы

1. Предложена методика расчета магнитного поля СДПМ,

позволяющая учесть основные физические факторы: зубчатость BЗ,

дискретность распределения проводников и насыщение магнитной

цепи.

2. Решение исходных нелинейных уравнений предлагаемого

метода может быть реализовано численным способом на основе

метода продолжения решения по параметру.

3. Изготовленные и рассчитанные по этой методике образцы

СДПМ с роторами "коллекторного" типа показывают, что при

оптимальном проектировании такие двигатели даже на оксидно-

бариевых магнитах не менее чем в 1,5 раза превосходят АД по

развиваемому моменту в одном и том же габарите, т.е. могут быть

выполнены на габарит меньше, чем АД при одном и том же моменте

на валу, и перспективны для применения в современном станочном

электроприводе.

117116

передаваться в цепь переменного тока, имеющего частоту

источника ЭДС нагрузки. Очевидно, в качестве подобной нагрузки

могут служить возбужденные синхронные и асинхронные машины.

Рассмотрим некоторые

особенности совместной работы

преобразователя частоты

данного типа с асинхронной

машиной, имеющей фазный

ротор. Одна из обмоток

асинхронной машины

(например, статора) питается от

сети переменного тока (рис. 3.1)

и является возбуждающей для

другой обмотки (ротора),

которая включается на выход

переменного тока преобразова-

теля частоты (инвертора).

Наличие ЭДС у неподвижной

роторной обмотки позволяет в

отличие от системы с

синхронной машиной осуществить плавный частотный пуск

асинхронного двигателя в направлении против вращения

возбуждающего поля. При этом установившееся значение скорости

вращения ротора для данного тока нагрузки определяется

равновесием постоянного входного напряжения преобразователя

и переменного обмотки ротора, "выпрямленного" инвертором.

Для указанного равновесия скольжение ротора выглядит

следующим образом

пэ21

пп

cos

IxEC

UrIU











, (3.1)

где

;

- входные соответственно напряжение и токок

преобразователя частоты;



- падение напряжения в открытомм

вентиле от прямого тока;

- действующее значение фазной ЭДС

обмотки ротора для s = 1 и магнитном потоке при заданной нагрузке;

- эквивалентное активное сопротивление, учитывающее про-

цесс коммутации;



- угол регулирования инвертора;

- схемный

Рис.3.1. Принципиальная схема

питания асинхронного двигателя,

возбуждаемого сетью, от

трехфазного зависимого инвертора

Г л а в а т р е т ь я

АСИНХРОННЫЕ И СПЕЦИАЛЬНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ

МАШИНЫ В ВЕНТИЛЬНЫХ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ ЦЕПЯХ

3. 1. Асинхронная машина с преобразователем частоты

зависимого типа в схемах электрического

и электромеханического каскадов

Регулирование скорости вращения асинхронного двигателя в

каскадных схемах основано, как известно, на введении в цепь

ротора добавочной электродвижущей силы (ЭДС) частоты

скольжения, соответствующим образом ориентированной

относительно основной ЭДС машины. Добавочная ЭДС, кроме того,

при определенных углах сдвига по отношению к основной ЭДС

может улучшить коэффициент мощности асинхронного двигателя.

В настоящее время каскады для улучшения коэффициента

мощности двигателей практически не применяются, поэтому ниже

будут рассмотрены принципиальные особенности асинхронных

каскадов, служащих для регулирования скорости вращения

двигателей. Эти каскады подразделяются по типу

преобразовательного агрегата (вентильные и вентильно-

машинные), по характеру распределения мощности скольжения в

схеме (электрические и электромеханические) и по зонам

регулирования скорости (однозонные - нижесинхронные и

двухзонные - ниже- и вышесинхронные).

Применение управляемых вентильных преобразователей

зависимого типа в цепи ротора асинхронного двигателя позволяет

осуществить режим двойного питания асинхронной машины. При

этом указанные преобразователи позволяют выбрать более простые

схемы управления ими по сравнению со схемами управления

независимых инверторов, используемых для частотного

регулирования скорости вращения двигателей переменного тока.

Как известно, наличие в нагрузке преобразователя постоянного

тока в переменный (инвертора) источника переменной ЭДС

позволяет применить естественный способ коммутации его

вентилей. При этом мощность на постоянном токе будет