9-й Международный симпозиум по электромагнитной совместимости и электромагнитной экологии
Подождите немного. Документ загружается.
81
индуктивности сети
с
L
, а также от координат
полюсов
(
)
Z s
.
Нули передаточной функции
(
)
с
H s
совпадают
с нулями входного сопротивления
четырехполюсника, а полюсам
(
)
Z s
соответствуют
единичные значения
(
)
с
H j
ω
. Следовательно,
частоты максимумов
(
)
с
H j
ω
можно варьировать,
изменяя расположение полюсов входного
сопротивления. Это дает возможность заранее
определить частоты параллельных резонансов
системы фильтр-питающая сеть и исключить
возникновение таких резонансов на частотах
гармоник.
Поскольку проектируемый фильтр представляет
параллельное соединение ветвей, удобно
рассматривать проводимость реактивного
четырехполюсника
( )
( )
( )
∏
∏
=
−
=
+
+
=
n
i
i
n
j
j
s
s
H
sY
1
22
1
1
22
1
ω
ω
.
Рассмотрим подробнее процедуру синтеза
реактивного двухполюсника, реализующего фильтр
гармоник. Представим проводимость
(
)
Y s
в виде
суммы слагаемых:
( )
∑
=
+
=
n
i
i
i
s
sk
H
sY
1
22
1
ω
. (4)
Формуле (4) соответствует каноническая
структура, образованная параллельным соединением
последовательных колебательных контуров,
имеющих резонансные частоты
2
i
ω
. Вычет
i
k
определяется по формуле [6]
( )
(
)
22
22
i
ii
s
s
sY
sk
ω
ω
−=
+=
. (5)
Значения элементов i-го колебательного контура
находятся по формулам:
1
L
i
k
i
=
;
2
k
i
C
i
i
ω
=
. (6)
Исходными данными для расчета являются нули
передаточной функции
(
)
с
H s
, совпадающие с
нулями входного сопротивления реактивного
четырехполюсника, реализующего фильтр. Имеется
определенная свобода в выборе координат полюсов
функции входного сопротивления
(
)
Z s
. Это дает
возможность контролировать АЧХ системы фильтр –
питающая сеть.
Процедура проектирования составного фильтра
гармоник включает два основных этапа.
На первом этапе формируется функция
входного сопротивления реактивного
четырехполюсника, реализующего фильтр. На этом
этапе определяются частоты экстремумов
передаточной функции системы фильтр-питающая
сеть, а также значение
(
)
Z s
на основной частоте,
определяющее реактивную мощность, которую
должен генерировать фильтр. Полюсы
(
)
Z s
желательно располагать вблизи частот гармоник,
значения которых не превышают допустимых
значений. Для упрощения расчетов целесообразно
использовать передаточную функцию,
нормированную к частоте первой гармоники.
На втором этапе рассчитываются параметры
звеньев фильтра. Нормированные значения
элементов фильтра
*
C
i
,
*
L
i
рассчитываются
помощью формул (6). Затем производится
денормирование значений элементов по отношению
к частоте основной гармоники,
Пример расчета фильтра гармоник с
помощью предложенного метода
Для иллюстрации предлагаемого метода
приведем результаты расчета пассивного фильтра 5-
й, 7-й и 11-й гармоник для установки в сети 0.38 кВ.
Нагрузкой является шестипульсный выпрямитель,
полная мощность которого составляет 580 кВА.
Дефицит реактивной мощности составляет 240
кВАр. Действующие значения токов гармоник:
840
1
I = А,
110
5
I = А,
70
7
I
=
А,
40
11
I = А.
Коэффициент несинусоидальности
16.24
k =
%.
Расчет выполняем для одной фазы.
Нормированные частоты нулей передачи были
выбраны равными:
4.85
1
n =
;
6.85
2
n =
;
10.8
3
n =
.
Частоты полюсов входного сопротивления
(
)
Z s
′
равны 6 и 9.75. Функция входного сопротивления
фильтра, нормированная к частоте первой гармоники
( )
( )
(
)
( )
(
)
( )
(
)
( )
( )
( )
2 2 2
2 2 2
4.85 6.85 10.8
2
2 2
36 9.75
s s s
Z s
s s s
+ + +
′
=
+ +
Ко
эффициент
H
, обеспечивающий требуемую
величину реактивной мощности на частоте первой
гармоники, равен:
( )
( )
2
2
230
ф
0.018
3
1
240 3 10 35.95
вх
U
H
Q Z j
= = ≈
′
⋅ ⋅
.
Функция входной проводимости фильтра
82
( )
(
)
(
)
( )( )( )
2 2
36 95.06
1
2 2 2
0.018
23.5225 46.9225 116.64
s s s
Y s
s s s
+ +
=
+ + +
Синтезируемый фильтр представляет собой
параллельное соединение трех звеньев. Параметры
звеньев фильтра определены с помощью формул (5,
6). Результаты расчетов представлены в табл. 1.
Таблица 1
Номер
звена
фильтра
Вычеты
k
i
L
i
,
мГн
C
i
,
мкФ
Реактивная
мощность,
Q
i
, кВАр
1 22.76 0.14 3087 -53.59
2 17.91 0.178 1216 -20.65
3 14.89 0.067 407 -6.83
Суммарная реактивная мощность, генерируемая
фильтром,
(
)
3 53.6 20.7 6.8 244.5
1 2 3
Q Q Q Q= + + = − − − = −
Σ
кВАр.
Рис. 5.
На рис. 5 показан график амплитудно-частотной
характеристики системы фильтр – питающая сеть,
рассчитанный с помощью программы Pspice. После
установки фильтра коэффициент
несинусоидальности составляет менее одного
процента, при этом действующие значения гармоник
тока равны:
3.3
5
I =
А,
1.4
7
I =
А,
0.8
11
I =
А.
Коэффициент несинусоидальности составляет менее
одного процента.
На рис. 6 показаны кривые тока нагрузки и тока
питающей сети. Кривая 1 – ток нагрузки, кривая 2 –
ток питающей сети после включения фильтра.
Результаты моделирования показывают, что
спроектированное устройство снижает уровень
высших гармоник и генерирует в сеть требуемую
величину реактивной мощности.
Рис. 6.
Заключение
Рассмотрен новый метод синтеза пассивных
пассивных фильтров гармоник, основанный на
представлении фильтра реактивным
четырехполюсником, нагруженным на
сопротивление питающей сети. ФКУ,
спроектированное с помощью предложенного
метода, выполняет следующие функции:
- снижение уровня высших гармоник токов до
требуемой величины;
- компенсация реактивной мощности на частоте
основной гармоники.
Предложенный метод можно использовать и для
проектирования других конфигураций пассивных
фильтрокомпенсирующих устройств.
Литература
1.
Аррилага, Дж. Гармоники в электрических
системах / Дж. Аррилага, Д. Брэдли, П. Боджер.: пер.
с англ.- М: Энергоатомиздат, 1990.
2.
И.В. Жежеленко. Высшие гармоники в сетях
электроснабжения промышленных предприятий, 3-е
изд., М.,: Энергоатомиздат, 1994.
3.
Das J. Passive filters – potentialities and
limitations – IEEE trans. on industry applications, Vol.
40, No. 1, January/February 2004, pp. 232-241.
4.
Phipps J. A transfer function approach to
harmonic filter design. IEEE industry application
magazine, March/April 1997, pp. 68-82.
5.
Akagi H. Active harmonic filters. Proceedings
of the IEEE. Vol. 93, 2005, No. 12, pp. 2128-2141.
6.
Улахович Д. А. Основы теории линейных
электрических цепей. – СПб.: БХВ-Петербург, 2009.
– 816 с.
83
SYNTHESIS OF MULTIPLE PASSIVE HARMONIC FILTERS
V
ALERY
D
OVGUN
1
,
R
USSIA
,
N
ATALIA
B
OYARSKAYA
2
,
R
USSIA
,
A
LEXANDER
D
ERBENEV
1
,
R
USSIA
1
Siberian federal university,
2
Кrasnoyarsk state agriculture university, e-mail: Vdovgun@sfu-kras.ru
Due to rapid development of nonlinear electronic
devices, such as static power converters, harmonic
levels become a serious problem for power distribution
systems.
Resonant filters are effective devices for reducing
harmonic distortions.
The most commonly used passive harmonic filter
configuration is a series second-order RLC network,
tuned for prescribed load harmonic. Multiple PHF
consists of several single branches tuned for different
harmonics.
In traditional design of passive filters the
attenuation at load harmonics is the main subject of
concern. However, the filter resonance with the
distribution system inductance may cause amplification
of certain harmonics. Thus, to improve the filter
effectiveness control over attenuation characteristics
within the full frequency range is needed.
This paper presents a novel approach to passive
harmonic filter design. The proposed approach is based
on the consideration of the filter as a lossless network
loaded by the grid impedance.
The filter and the equivalent system impedance
are in parallel(Fig. 1.).
h
J
is the injected harmonic
current,
s
I
is the current in the distribution system.
Fig. 1.
Harmonic current is divided into the input current
of filter impedance and the input current of system
impedance. The current transfer ratio is:
( )
SF
F
ZZ
Z
J
I
jH
+
==
h
S
S
&
&
ω
.
Impedance of a lossless one-port has the form
( )
( )
( )
( )
sZH
s
s
HsZ
n
j
j
n
i
i
F
′
=
+
+
=
∏
∏
−
=
=
1
1
22
1
22
ω
ω
,
where
j
ω
,
j
ω
are poles and zeroes of
(
)
sZ
F
, H is a
nonzero constant s is the conventional complex
frequency.
The impedance of a lossless one-port has the
following property: poles and zeroes of
(
)
sZ
F
are
simple and lie on the imaginary axis of the complex
frequency plane.
Zeroes of the current transfer function
(
)
sH
s
coincide with zeroes of filter impedance
(
)
sZ
F
. On
the poles frequencies
j
ω
magnitude of
(
)
js
jH
ω
equals 1. Maximums of
(
)
ω
jH
s
are located between
the pole-zero pair. Thus, one can localize these
maximums by proper selection of
(
)
sZ
F
poles.
The filter admittance can be written in a partial
fraction expansion
( )
( )
∑
=
+
==
n
i
i
i
F
F
s
sk
HsZ
sY
1
22
11
ω
,
where
i
k
are nonzero constants. It is equivalent to
parallel interconnection of single tuned filters which
parameters are
( )
(
)
22
22
i
ii
s
s
sY
sk
ω
ω
−=
+= ;
i
i
k
L
1
= ;
2
i
i
i
k
C
ω
=
.
The filter design procedure consists of several
phases. First, the PHF driving point impedance
(
)
sZ
F
is constructed. Next, the PHF is implemented.
The presented procedure of multiple harmonic
filter design was illustrated with the example. It is
shown that harmonic amplification caused by parallel
resonance can be reduced by proper selection of the
filter impedance
(
)
sZ
F
.
The proposed method is also applicable to the
design of another configurations of harmonic filters.
84
АДАПТИВНЫЙ АЛГОРИТМ ФОРМИРОВАНИЯ УПРАВЛЯЮЩИХ
СИГНАЛОВ ДЛЯ АКТИВНЫХ ФИЛЬТРОВ ГАРМОНИК
В.
П.
Д
ОВГУН
1
,
Р
ОССИЯ
,
А.
М.
Д
ЕРБЕНЕВ
1
,
Р
ОССИЯ
,
Н.
П.
Б
ОЯРСКАЯ
2
,
Р
ОССИЯ
,
1
Сибирский федеральный университет,
2
Красноярский государственный аграрный университет, e-mail:
Vdovgun@sfu-kras.ru
Аннотация. В докладе рассмотрен алгоритм управления характеристиками активных фильтров
гармоник, основанный на использовании методов цифровой обработки сигналов.
Приведены результаты экспериментальной проверки алгоритма, показывающие его эффективность.
Abstract. An adaptive algorithm for control of active harmonic filter characteristics is considered. The core
of proposed control system is an adaptive notch filter. Its function is to eliminate prescribed harmonic
components from selected variable (current or voltage). The algorithm has been tested both in numerical
simulation and experimentally.
Введение
Ухудшение качества электрической энергии,
вызванное увеличением уровня высших гармоник,
становится серьезной проблемой для
распределительных сетей. Результатом воздействия
гармоник на систему электроснабжения и
оборудование потребителей является увеличение
потерь во вращающихся машинах, трансформаторах,
линиях электропередачи, ускоренное старение
изоляции электрооборудования, ложные
срабатывания устройств релейной защиты и
автоматики [1].
Традиционно для подавления высших гармоник
в сетях электроснабжения используются пассивные
фильтры гармоник. Достоинствами пассивных
фильтров являются их простота и экономичность.
Они дешевы, не требуют регулярного обслуживания,
могут выполнять одновременно несколько функций:
подавление гармоник, коррекция коэффициента
мощности.
Существенный недостаток пассивных фильтров
заключается в том, что они являются статическими
устройствами. Их эффективность снижается при
изменении гармонического состава токов и
напряжений, а также при изменении параметров
сети. Другой недостаток – возможность
возникновения резонанса в параллельном
колебательном контуре, образуемом фильтром и
индуктивностью питающей сети, на частотах,
близких к частотам высших гармоник.
В последнее время значительный интерес
проявляется к активным фильтрам гармоник [2–4].
Такой фильтр представляет коммутируемое
устройство, характеристики которого формируются с
помощью специального закона управления.
Активный фильтр гармоник (АФГ) может выполнять
одновременно несколько функций: подавление
высших гармоник, коррекция коэффициента
мощности, уменьшение фликкера, ослабление
параллельных резонансов.
Такой широкий спектр возможностей активных
фильтров гармоник объясняется тем, что они
представляют собой адаптивные устройства,
характеристики которых изменяются в зависимости
от режима работы сети и характеристик нагрузки.
Значительный прогресс, достигнутый в последние
годы в совершенствовании характеристик силовых
полупроводниковых приборов, уменьшение их
стоимости делают активные фильтры гармоник
конкурентоспособными с их пассивными аналогами.
Силовая часть АФГ представляет инвертор с
последовательно включенным сглаживающим
фильтром. Накопителями энергии в инверторе на
стороне постоянного тока являются конденсаторы
или реакторы. На рис. 1 показан инвертор с
емкостным накопителем.
Рис. 1. Инвертор с емкостным накопителем.
На выходе инвертора формируется ток
ф
i
,
изменяющийся по закону, задаваемому системой
управления. В качестве коммутируемых элементов
используются силовые МОП-транзисторы и
биполярные транзисторы с изолированным затвором
(IGBT).
Ядром активного фильтра гармоник,
определяющим его основные характеристики как в
установившимся, так и в переходном режимах,
является подсистема формирования управляющих
сигналов. Характеристики АФГ в очень большой
степени зависят от метода формирования
85
управляющих сигналов. Эти методы можно
разделить на две группы [2, 3].
К первой группе относят методы формирования
управляющих сигналов в частотной области.
Стратегия формирования управляющих сигналов в
частотной области основана на представлении
несинусоидальных токов и напряжений в виде ряда
Фурье.
Вторую группу составляют методы
формирования управляющих сигналов во временной
области. Они основаны на формировании
компенсирующих сигналов из мгновенных значений
токов и напряжений сети. Благодаря большему
быстродействию такие методы получили
преимущественное распространение.
Для формирования управляющих сигналов во
временной области используют метод мгновенной
реактивной мощности, методы цифровой обработки
сигналов, а также методы, основанные на
использовании нейронных сетей.
Метод мгновенной реактивной мощности [3]
основан на вычислении мгновенных значений
величин, получивших название мгновенной
активной и реактивной мощностей. В случае если
напряжение имеет синусоидальную форму,
переменная составляющая мгновенной мощности
определяется гармониками тока, потребляемого
нелинейной нагрузкой. Управляющий сигнал можно
получить, выделяя переменную составляющую
мгновенной мощности с помощью фильтра верхних
частот.
Недостаток метода мгновенной реактивной
мощности заключается в том, что он требует
использования высокоточных аналоговых
перемножителей. Кроме того, выделение переменной
составляющей с помощью фильтра верхних частот
неизбежно вносит амплитудные и фазовые
искажения в компенсирующий сигнал.
Применение технологий цифровой обработки
сигналов для управления характеристиками АФГ
позволяет использовать разнообразные хорошо
разработанные адаптивные методы спектрального
оценивания и компенсации помех [5, 7], а также
эффективные аппаратные средства, такие как
цифровые процессоры обработки сигналов (ЦПОС).
Таким образом, использование методов
цифровой обработки сигналов и методов нейронных
сетей для управления характеристиками АФГ
является весьма перспективным. Это направление
начало интенсивно развиваться в последние годы,
Однако многие вопросы, касающиеся применения
этих методов для управления силовыми фильтрами
гармоник, остаются нерешенными
В докладе рассмотрен алгоритм формирования
управляющих сигналов для активных
фильтрокомпенсирующих устройств, основанный на
использовании методов цифровой обработки
сигналов.
Адаптивная система управления
характеристиками активных фильтров гармоник
Принцип действия АФГ основан на том, что
они генерируют в сеть токи или напряжения
гармоник в противофазе с ними, и тем самым
компенсируют искажения потребляемых токов.
Спектральный состав сигнала, формируемого
системой управления АФГ, должен совпадать с
гармоническим составом несинусоидального тока,
генерируемого нелинейной нагрузкой. Исключение
составляет только основная гармоника. В
компенсирующем токе она должна отсутствовать.
Для получения такого сигнала необходим
узкополосный режекторный фильтр, настроенный на
частоту первой гармоники несинусоидального
сигнала. Частота подавления фильтра должна
изменяться при изменении частоты сигнала. Для того
чтобы уменьшить амплитудные и фазовые
искажения спектра высших гармоник режекторный
фильтр должен обладать высокой селективностью.
Алгоритм формирования управляющих
сигналов включает следующие операции.
1. Получение цифровых сигналов,
пропорциональных несинусоидальному току
нагрузки
н
i
и напряжению сети
с
u
.
2. Формирование компенсирующего сигнала.
3. Формирование сигнала управления ключами
инвертора с помощью гистерезисного метода
или широтно-импульсной модуляции (ШИМ).
Структурная схема, иллюстрирующая процесс
получения управляющих сигналов, показана на рис.
2.
Рис. 2. Структура системы формирования
управляющих сигналов.
Структурная схема адаптивного режекторного
фильтра, компенсирующего гармонику основной
частоты, показана на рис. 3. На основной вход
подается сигнал, пропорциональный
несинусоидальному току или напряжению сети.
Сигнал, поступающий на опорный вход,
пропорционален основной гармонике напряжения.
На выходе фильтра формируются отсчеты
компенсирующего сигнала
(
)
e n
.
Фильтр нижних частот (ФНЧ) на опорном входе
необходим для получения эталонного сигнала
синусоидальной формы. В общем случае входной
86
фильтр может иметь и другую форму АЧХ. Это
позволит реализовать селективный фильтр,
обеспечивающий подавление высших гармоник в
заданном диапазоне частот.
На рис. 3
(
)
W z
– передаточная функция
адаптивного фильтра. Структурная схема
адаптивного КИХ - фильтра в форме цифровой
линии задержки показана на рис. 4.
Рис.3. Структурная схема адаптивного
режекторного фильтра.
Функциональными узлами цифрового фильтра
являются умножители, сумматоры и элементы
задержки. На рис. 4
a
i
– весовые коэффициенты
фильтра.
Рис. 4. Структура КИХ-фильтра в форме линии
задержки с отводами.
Выходным сигналом фильтра является сигнал
ошибки
(
)
e n
, равный разности между основным
сигналом
(
)
d n
и откликом КИХ - фильтра:
1
0
( ) ( ) ( )
n
e n a x n k d n
κ
κ
−
=
= − − +
∑
.
Весовые коэффициенты фильтра
подстраиваются таким образом, чтобы
минимизировать сумму квадратов ошибки
предсказания на выходе фильтра. Для этого
использован алгоритм метода наименьших квадратов
(МНК) [5, 6]. В соответствии с алгоритмом МНК
коррекция весовых коэффициентов адаптивного
фильтра проводится по формуле:
( 1) ( ) 2 ( ) ( )
a n a n e n x n k
µ
κ κ
+ = − −
. (1)
В соответствии с формулой (1) для определения
уточненного значения весового коэффициента
a
k
необходимы отсчет сигнала ошибки
(
)
e n
и отсчет
входного сигнала
(
)
x n k
−
. Параметр
µ
определяет
скорость и устойчивость процесса адаптации.
В [8] показано, что при синусоидальном
опорном сигнале структура на рис. 3 эквивалентна
режекторному БИХ-фильтру второго порядка,
передаточная функция которого
( )
( ) ( )
21cos212
1cos2
2
1
22
1
2
NCzNCz
zz
zH
µωµ
ω
−+−−
+−
=
. (5)
Здесь
N
– порядок адаптивного КИХ-фильтра
на рис. 4,
C
– амплитуда сигнала на его входе. Нули
(
)
zH
расположены на единичной окружности в
точках с координатами
1
ω
j
ez
±
=
.
Из формулы (5) следует, что малых значениях
параметра
µ
координаты полюсов определяются
приближенным выражением
(
)
1
21
2
ω
µ
j
eNCz
±
−≈
.
Частота подавления фильтра совпадает с
частотой опорного сигнала
1
ω
, а ширина полосы
задерживания зависит от коэффициента адаптации
µ
. Изменение частоты опорного сигнала изменяет и
настройку фильтра.
Экспериментальная проверка алгоритма
Экспериментальное исследование
рассмотренного алгоритма было проведено с
помощью лабораторного комплекса Elvis II фирмы
National Instruments. Цифровой адаптивный фильтр
был реализован в программной среде LabVIEW 8.6.
Приведем результаты экспериментальной
проверки предложенного алгоритма формирования
управляющих сигналов. Рассмотрим пример
компенсации высших гармоник в спектре тока
однофазного мостового выпрямителя. Ток на входе
однофазного мостового выпрямителя имеет форму,
показанную на рис. 5. Сигнал, пропорциональный
входному току фильтра, подается на основной вход.
Сигнал на опорном входе адаптивного фильтра
синусоидален. Порядок фильтра был выбран равным
16, коэффициент оптимизации
0.005
µ
=
.
Рис.5. Сигнал на основном входе фильтра.
Спектр сигнала, поступающего на основной
вход фильтра, показан на рис. 6. Коэффициент
87
гармоник сигнала, поступающего на основной вход,
равен 25,86 %.
Рис. 6. Спектр сигнала, поступающего на
основной вход.
На выходе системы получаем восстановленный
сигнал с частотой, равной частоте первой гармоники
входного сигнала (рис. 7).
Рис.7. Восстановленный сигнал
Спектр восстановленного сигнала показан на
рис. 8.
Рис. 8. Спектр восстановленного сигнала.
Коэффициент гармоник восстановленного
сигнала равен 6.32 %.
Результаты проведенного эксперименты
показывают, что предложенный алгоритм
формирования управляющих сигналов позволяет
эффективно подавлять искажения, вносимые
нелинейной нагрузкой, а также корректировать
коэффициент мощности сети. При этом
предварительная настройка адаптивного фильтра не
требуется. Характеристики АФГ могут изменяться в
режиме реального времени при изменении спектров
несинусоидальных напряжений и токов.
Заключение
Рассмотрен алгоритм формирования
управляющих сигналов для активных фильтров
гармоник, основанный на использовании методов
цифровой обработки сигналов. Основой системы
формирования управляющих сигналов является
адаптивный цифровой фильтр в форме линии
задержки с отводами, настраиваемый с помощью
метода наименьших квадратов (МНК). Исследована
зависимость характеристик АФГ от основных
параметров адаптивного фильтра. Результаты
экспериментальной проверки предложенного метода
показали, что с его помощью можно эффективно
подавить высшие гармоники несинусоидальных
напряжений и токов, а также компенсировать
реактивную составляющую первой гармоники тока.
Предлагаемый метод формирования управляющих
сигналов не требует предварительной настройки
АФГ. Его характеристики могут изменяться в
режиме реального времени при изменении спектров
несинусоидальных напряжений и токов.
Литература
1.
Аррилага, Дж. Гармоники в электрических
системах / Дж. Аррилага, Д. Брэдли, П. Боджер.:
пер.с англ.- М: Энергоатомиздат, 1990 г.
2.
Розанов Ю. К. Силовая электроника:
учебник для вузов/ Ю. К. Розанов, М. В. Рябчицкий,
А.А. Кваснюк. Изд. 2-е. – М.: Издательский дом
МЭИ, 2009. – 632 с.
3.
Akagi H. Active harmonic filters. Proceedings
of the IEEE. Vol. 93, 2005, No. 12, pp. 2128-2141.
4.
Singh B., Al-Haddad K., Chandra A. A review
of active filters for power quality improvement. – IEEE
trans. on industrial electronics, Vol. 46, No 5, 1999, pp.
960-971.
5.
Адаптивные фильтры: Пер. с англ. / Под
ред. К. Ф. Н. Коуэна, П. М. Гранта. - М.: Мир, 1988. -
392 с.: ил.
6.
Уидроу Б., Стирнз С. Адаптивная обработка
сигналов: Пер. с англ. - М.: Радио и связь, 2006. - 856
с.: ил.
7.
Luo S., Hou Z. An adaptive detecting method
for harmonic and reactive currents. – IEEE trans. on
industrial electronics, Vol. 42, No 1, 1995, pp. 85-89.
8.
Glover J. Adaptive noise canceling applied to
sinusoidal interferences. – IEEE trans. on acoustics,
speech, and signal processing, Vol. ASSP-25, No. 6,
December 1977, pp. 484-491.
88
ADAPTIVE ALGORITHM OF CONTROL SIGNALS FORMING
FOR ACTIVE HARMONIC FILTERS
V
ALERY
D
OVGUN
1
,
R
USSIA
,
A
LEXANDER
D
ERBENEV
1
,
R
USSIA
,
N
ATALIA
B
OYARSKAYA
2
,
R
USSIA
1
Siberian federal university,
2
Кrasnoyarsk state agriculture university, e-mail:
Vdovgun@sfu-kras.ru
Rapid development of nonlinear electronic devices,
such as static power converters, has deteriorated power
quality in power distribution systems. Nonlinear load
currents and voltages are nonsinusoidal, and it is
necessary to compensate for the generated harmonics
and to correct the load power factor.
Harmonic currents are compensated with power
filters. There are basically two types of filters: passive,
where the filter components are passive elements such
as capasitors and inductors, and active, where the filter
has a controlled current or voltage source. Active
harmonic filters (AHF) are able to mitigate the current
harmonics and to correct power factor, especially in
fluctuating loads.
The usual topology for AHF is the shunt
correction with the power grid.
Development of compensating signals is the
important part of AHF control and affects their steady-
state as well as transient characteristics. Control
algorithm of the AHF consists of three stages. During
the first stage current and voltage signals are obtained.
At the second stage compensation signals based on
different methods are derived. During the third stage of
control the gating signals for the inverter device are
generated.
There exist different methods to compute the
compensation signals of AHF. The most popular ones
are instantaneous reactive power theory method
(instantaneous p-q method), synchronous d-q method
and others. Although this methods provide very
precise solution they require sophisticated electronic
circuitry which makes it difficult to implement them.
This paper focuses on the application of adaptive
digital filtering algorithms for control of active
harmonics filter characteristics.
Harmonic compensation is performed by injecting
harmonic currents like those of the load but with
opposite phase into the power system. Computation of
the load harmonic compensation signal is performed by
the adaptive notch digital filter. This filter extracts the
fundamental sinusoid from distorted current waveform
without higher harmonics phase shifting. The block
diagram of the adaptive notch filter is shown in fig. 1.
The primary signal
(
)
nd
is proportional to the
nonsinusoidal load current. The reference signal
(
)
nx
is proportional to the voltage on the load bus. The
reference signal is prefiltered by the low-pass filter
LPF in order to attenuate high-frequency components.
Fig. 1
The adaptive filter has the transfer function
( ) ( )
∑
=
−=
N
k
k
knxazW
0
,
where
k
a
are the filter coefficients, N is the length of
the FIR filter. The adaptation of the filter is realized by
using the Widrow-Hoff least mean square algorithm:
)()(2)()1( knxnenana −−=+
µ
κκ
.
The adaptation parameter
µ
is fixed small enough
to obtain a tradeoff between the adaptation rate and
tuning precision of the filter characteristics. Thus, the
reference input is filtered in such a way that reference
sinusoid is subtracted from the primary signal.
The proposed algorithm was verified experimentally
by means of laboratory implementations. The obtained
results show good performances of the algorithm.
The proposed algorithm can be used for real time
control of active harmonic filters, static Var
compensators and so on. It can be implemented in
microcontroller or signal processor environments.
89
КОМПЛЕКС РАБОТ ПО ОБЕСПЕЧЕНИЮ
ПОМЕХОЗАЩИЩЕННОСТИ СИСТЕМ КОНТРОЛЯ И УПРАВЛЕНИЯ
ЭНЕРГОБЛОКОВ АТОМНЫХ СТАНЦИЙ
О.
В.
С
АРЫЛОВ
,
Р
ОССИЯ
НПЦ
ИТ
ФГУП
«ВНИИА»,
E
-
MAIL
:
OLEGSAR
@
MAIL
.
RU
Аннотация. В докладе обсуждаются выполненные работы по обобщению результатов обследований
фактического состояния по устойчивости штатного оборудования и систем АСУ ТП АЭС к регла-
ментированным и реально существующим электромагнитным воздействиям на энергоблоках АЭС.
Abstract. In the paper the performed works in generalization of results of surveying actual conditions of an
operational stability of the standard equipment and systems of APP automatic control system to the regu-
lated and really existing electromagnetic influences on power units of APP are discussed.
Анализ инцидентов на действующих энергобло-
ках атомных станций (АЭС) показывает, что недос-
таточное внимание к проблеме обеспечения элек-
тромагнитной совместимости оборудования и сис-
тем, важных для безопасности действующих энерго-
блоков АЭС, может приводить к нарушениям их
нормального функционирования, способствуя тем
самым несанкционированным остановам и разгруз-
кам энергоблоков АЭС.
Первопричиной инцидентов по фактору недос-
таточной электромагнитной совместимости может
являться нарушение нормального функционирования
как первичных преобразователей и исполнительных
органов, так и систем верхнего уровня АСУ ТП.
В рамках проведения единой технической поли-
тики Эксплуатирующей Организации в части АСУ
ТП энергоблоков АЭС одним из направлений дея-
тельности ОАО «ВНИИАЭС» является организация
и реализация работ по обеспечению электромагнит-
ной совместимости технических средств автоматиза-
ции, программно-технических средств и комплексов
на действующих, модернизируемых и вновь вводи-
мых энергоблоках АЭС.
Работы проводились в соответствии с:
• Указанием «Концерна «Росэнергоатом» от
10.08.2005 г. №104 УК «О повышении помехоустой-
чивости оборудования, эксплуатируемого на атом-
ных станциях»;
• «Программой повышения помехозащищен-
ности оборудования и систем АЭС по результатам
анализа проведенных обследований», утвержденной
«Концерном Росэнергоатом», от 13.11.2007 г.;
• Руководящим документом РД ЭО 0439-02
«Порядок оценки устойчивости элементов систем
контроля и управления к электромагнитным воздей-
ствиям при модернизации и продлении эксплуатации
на атомных станциях»;
• Руководящим документом эксплуатирующей
организации «Испытания средств автоматизации
систем контроля и управления», рег. № М1/2-16,
2010 г., предписывающим порядок проведения ис-
пытаний на этапах жизненного цикла.
В 2009 г. на энергоблоках действующих, модер-
низируемых и вводимых в эксплуатацию АЭС (Бело-
ярская АЭС-3; Ростовская АЭС-1 и 2; Кольская
АЭС-3; Нововоронежская АЭС-4; Калининская АЭС-
3; Ленинградская АЭС 1 и 3; Курская АЭС 1,2,3 и 4)
выполнен комплекс работ по: испытаниям техниче-
ских средств и комплексов АСУ ТП на устойчивость
к электромагнитным воздействиям в реальных усло-
виях эксплуатации; обследованиям реальной элек-
тромагнитной обстановки в помещениях эксплуата-
ции АСУ ТП; оценке запасов по устойчивости к
электромагнитным воздействиям; опытно-
промышленной эксплуатации в условиях преднаме-
ренных электромагнитных воздействий при штатном
(проектном) размещении ТС и ПТК; выявлению
прямых и корневых причин отказов и инцидентов на
энергоблоках АЭС; разработке мероприятий и реко-
мендаций по повышению устойчивости АСУ ТП к
внешним электромагнитным воздействиям природ-
ного и техногенного происхождения.
С целью реализации мероприятий, предусмот-
ренных «Программой повышения помехозащищен-
ности…» от 13.11.2007 г. в 2010 г. проведен ком-
плекс аналогичных работ на Белоярской АЭС (ЭБ-3),
Ростовской АЭС (ЭБ-2), Ленинградской АЭС (ЭБ-4),
Кольской АЭС (ЭБ-3), Курской АЭС (ЭБ-3), Били-
бинской АЭС (ЭБ-1÷ЭБ-4), Ленинградской АЭС
(ЛАЭС-2).
В состав обследуемых систем входили техниче-
ские средства и программно-технические комплексы
автоматизированных систем управления по техноло-
гическим параметрам и технические средства элек-
трической части АЭС.
Перечень выполненных работ приведен в таб-
лице 1.
Таблица 1. Перечень работ по обследованию
электромагнитной совместимости СКУ на энерго-
блоках АЭС
90
№
п/п
АЭС Наименование работ по обследованиям электромагнитной совмес-
тимости СКУ.
Дата
выполнения
1 Белоярская
(ЭБ-3)
Обследование ЭМО и ОПЭ преобразователей давления в реальных
условиях эксплуатации (Метран-22МП, Метран-22АП, Метран-
150СД, АИР-30А, Сапфир-22Р, ТЖИУ 406-М100, Yokogawa EJX).
2009 г.
2 Белоярская
(ЭБ-3)
Испытания на устойчивость к электромагнитным воздействиям
программно-технического комплекса верхнего уровня модернизи-
рованной системы радиационного контроля.
2009 г.
3 Белоярская
(ЭБ-3)
Испытания на устойчивость к электромагнитным воздействиям по
месту эксплуатации электротехнического оборудования.
2009 г.
4 Ростовская
(ЭБ-2)
Обследование ЭМО в помещениях использования технических
средств системы верхнего блочного уровня при вводе в промыш-
ленную эксплуатацию.
2009 г.
5 Ростовская
(ЭБ-1)
Испытания на устойчивость к электромагнитным воздействиям
оборудования систем измерительных и регулирующих каналов РО
и ТО.
2009 г.
6 Ростовская
(ЭБ-2)
Испытания устройств комплектных низковольтных распределения
и управления на соответствие требованиям электромагнитной со-
вместимости.
2009 г.
7 Кольская
(ЭБ-3)
Испытания комплектов специального оборудования вычислитель-
ного комплекса на соответствие требованиям устойчивости к
электромагнитным и сейсмическим воздействиям в целях модер-
низации.
2009 г.
8 Нововоронежская
(ЭБ-4)
Испытания комплектов специального оборудования вычислитель-
ного комплекса на соответствие требованиям устойчивости к
электромагнитным и сейсмическим воздействиям в целях модер-
низации.
2009 г.
9 Нововоронежская
(ЭБ-4)
Испытания на устойчивость к электромагнитным воздействиям по
месту эксплуатации каналов измерения технологических парамет-
ров оборудования АЗ, АЗТП.
2009 г.
10 Калининская
(ЭБ-3)
Испытания стационарной системы диагностирования электропри-
водной арматуры на устойчивость к электромагнитным воздейст-
виям по месту эксплуатации.
2009 г.
11 Ленинградская
(ЭБ-1)
Выявление первопричин возникновения ложных сигналов неис-
правности оборудования систем ВСО.
2009 г.
12 Ленинградская
(ЭБ-3)
Обследование электромагнитной обстановки по месту эксплуата-
ции КСКУЗ.
2009 г.
13 Курская
(ЭБ-1÷ЭБ-4)
Испытания пускорегулирующей аппаратуры на устойчивость к элек-
тромагнитным воздействиям в реальных условиях эксплуатации.
2009 г.
14 Курская
(ЭБ-1÷ЭБ-4)
Обследование электромагнитной обстановки по месту эксплуата-
ции оборудования СКУ, СФКРЭ, КСКУЗ, ИСС «СКАЛА-
МИКРО», системы вибродиагностики.
2009 г.
15 Курская
(ЭБ-1)
Испытания на устойчивость к электромагнитным воздействиям
модернизированной системы управления РЗМ.
2009 г.
16 Белоярская
(ЭБ-3)
Проведение опытно-промышленной эксплуатации помехоустой-
чивого устройства дуговой защиты в КРУ.
2010 г.
17 Белоярская
(ЭБ-3)
Испытания на устойчивость к электромагнитным воздействиям
технических средств по технологическим параметрам второго
комплекта аварийных защит и резервного пункта управления.
2010 г.
18 Белоярская
(ЭБ-3)
Испытания технических средств СУЗ второго комплекта аварий-
ной защиты и резервного пункта управления в целях сертифика-
ции на электромагнитную совместимость.
2010 г.
19 Ростовская
(ЭБ-2)
Испытания системы управления краном кругового действия (фир-
мы «KONEСRANES») на соответствие требованиям устойчивости
к электромагнитным и сейсмическим воздействиям по месту экс-
плуатации.
2010 г.