9-й Международный симпозиум по электромагнитной совместимости и электромагнитной экологии

Подождите немного. Документ загружается.

распределительном устройстве ограждается метал-

лической сеткой, и токоведущие части не помеща-

ются в металлические кожухи. Измерения в данном

распределительном устройстве проводились в про-

ходах между рядами ячеек или между рядом ячеек и

стеной здания (с учётом того, с какой стороны ячей-

ки находятся токоведущие части) на высоте 0,5; 1,5 и

1,8 м относительно уровня пола.

При анализе электромагнитной обстановки вбли-

зи электроустановок обычно исключительное внима-

ние уделяется электрическому и магнитному полю

промышленной частоты, так как интенсивность поля

на этой частоте максимальна. Такая картина справед-

лива, только если в электроустановке протекает стро-

го синусоидальный ток частотой 50 Гц. В реальных

условиях ток, протекающий в электроустановке, име-

ет ряд гармонических составляющих [3]. Поэтому,

помимо измерения электромагнитного поля 50 Гц,

нами также был определён спектральный состав элек-

трического и магнитного полей.

Измерения магнитной и электрической состав-

ляющих ЭМП производились прибором EFA-

300 Narda, при этом селективно определялись дейст-

вующие значения магнитной индукции, напряжённо-

сти электрического поля частотой 50 Гц и спек-

тральный состав магнитного и электрического полей

в двух частотных диапазонах: 5 Гц – 2 кГц (шаг

1 Гц); 40 Гц – 32 кГц (шаг 10 Гц). Погрешность из-

мерения прибора составляет ±3-8% [4].

Результаты измерений

Замеры электрической составляющей ЭМП и ее

спектрального состава показали, что значения на-

пряжённости электрического поля находятся в пре-

делах 0,7 В/м – 107,8 В/м, то есть не превышают

ПДУ (меньше 5 кВ/м [2]). На рис. 1 представлена

спектрограмма электрической составляющей ЭМП,

из которой видно наличие всплесков значений на-

пряжённости электрического поля на определённых

частотах, что на данный момент в нормативных до-

кументах не учитывается.

Рис.1. Спектральный состав электрического поля в

ЗРУ-6 кВ посередине прохода между двумя рядами

ячеек на высоте 1,8 м от уровня пола (при частоте

50 Гц Е=107,8 В/м, при 250 Гц Е=1,1 В/м, при 350 Гц

Е=0,7 В/м).

Как показали результаты измерений магнитной

составляющей ЭМП, в распределительных устройст-

вах первого типа значения магнитной индукции не

превышают допустимых норм (В

доп

=100 мкТл;

доп

=80 А/м при общем воздействии магнитного по-

ля в течение 8-мичасового рабочего дня [2]). Так,

при токе ввода трансформатора I=400 А В=27 мкТл,

и магнитная индукция не превышает допустимых

значений при пересчёте на максимальный ток: при

max

=916 А В

max

=61,8 мкТл. Следовательно, для по-

добных РУ не требуется проводить большое количе-

ство замеров, достаточно измерить магнитную ин-

дукцию у ячеек ввода трансформатора, около шин-

ного моста и ячеек наиболее загруженных отходя-

щих линий, чтобы убедиться, что уровень магнитно-

го поля находится в допустимых пределах. Однако

необходимо учитывать совместное воздействие маг-

нитного поля промышленной частоты и магнитного

поля достаточно широкого спектрального состава.

Для РУ второго типа (рис. 2,а) в основном несо-

ответствие реальных значений напряжённости (ин-

дукции) магнитного поля нормам наблюдается в

точках, расположенных вблизи ячеек вводов транс-

форматоров и особо загруженных отходящих линий

(табл. 1). Максимальная магнитная индукция наблю-

далась у ячейки ввода трансформатора с I

max

=1400 А

и была равна B=852 мкТл (Н=678 А/м).

ВВОД Т-1

КЛ-33

КЛ-31

ТСН-1

КЛ-27

ТН-1-6

КЛ-23

КЛ-21

СВ-6

РС-6

КЛ-15

КЛ-13

ТН-2-6

КЛ-9

ВВОД Т-2

ТСН-2

КЛ-3

КЛ-1

КЛ-38

КЛ-36

КЛ-34

КЛ-32

КЛ-30

КЛ-20

КЛ-18

КЛ-16

КЛ-14

КЛ-12

КЛ-10

I СШ

2.4 м 1.5 м

1.5 м

II СШ

8.5 м

а) б)

Рис. 2. РУ-6(10) кВ: а) вид сверху;

б) значения магнитной индукции вблизи ячейки

ввода трансформатора Т-1 (ширина ячейки – 1,42 м;

высота – 2 м

В ходе испытаний было выявлено, что значения

магнитной индукции около одной и той же ячейки

могут существенно отличаться для различных высот

измерения. Данное отличие может объясняться тем,

что на задней панели ячейки на уровне 0,5 м и 1,5 м

от уровня пола находятся стеклянные окошки дли-

ной 24 см и шириной 14 см, предназначенные для

наблюдения за состоянием токоведущих частей –

силовых кабелей; чем ближе кабели находятся к

стеклу, тем больше величина магнитной индукции,

что напрямую влияет на электробезопасность обслу-

живающего персонала и не учитывается при проек-

тировании КРУ. Таким образом, необходимо прове-

дение мероприятий по экранированию магнитного

поля в данных зонах.

Было отмечено, что магнитная индукция вблизи

задней панели ячейки распределяется неравномерно,

это особенно заметно для вводных ячеек (рис. 2,б).

Таблица 1. Результаты измерений

для РУ второго типа

Вблизи ячейки

На расстоянии

0,5 м

Место

изме-

ре-ния

max

мкТл

max

А/м

max

мкТл

max

А/м

1,8 287 228 159 127

1,5 239 190 94 75

Ячейка

ввода

Т-10

кВ

0,5

320 1500

170 135 35 28

1,8 180 144 93 74

1,5 147 117 77 61

Ячейка

КЛ

0,5

120 400

118 94 39 31

1,8 250 199 79 63

1,5 180 143 70 56

Ячейка

КЛ

0,5

400 1000

538 428 43 34

На рис. 3 представлены спектрограммы магнит-

ного поля, опредёленные вблизи задней панели

ячейки.

Рис. 3. Спектральный состав магнитного по-

ля на расстоянии 0,5 м от задней панели ячейки вво-

да трансформатора (I=780 А,) на высоте 1,5 м (при

частоте 50 Гц В=70 мкТл; при 150 Гц В=1,1 мкТл;

при 250 Гц В=1,2 мкТл, при 350 Гц В=0,41 мкТл).

Результаты измерений магнитной составляющей

ЭМП в ЗРУ-6 кВ (для 3-го этажа распределительного

устройства) приведены в табл.2.

Таблица 2. Результаты измерений в ЗРУ-6 кВ

Вблизи

ячейки

Посередине

прохода меж-

ду двумя

рядами ячеек

Место

измерения

max

мкТл

max

А/м

max

мкТл

max

А/м

1,8 212 169 116 92,1

1,5 147 117 110 87,7

Ячейка

ШР КЛ

0,5

120 300

108 85,5 73,8 58,7

1,8 597 475 219 175

1,5 468 372 182 145

Ячейка

ШР ввода

Т-6 кВ

0,5

962 2755

375 298 122 96,9

1,8 232 185 160 127

1,5 165 131 150 119

Ячейка

ШР КЛ

0,5

160 400

125 99,3 105 83,5

Можно предположить, что достаточно высокие

значения магнитной индукции и напряжённости

магнитного поля даже на расстоянии от ячейки объ-

ясняются близостью секций шин 6 кВ, которые в

данном распределительном устройстве не помеща-

ются в металлические кожухи, что также необходи-

мо учитывать в нормативных документах для под-

станций данного типа.

Заключение:

При оценке уровня электромагнитных полей в

распределительных устройствах 6(10) кВ особое

внимание следует уделять магнитной составляющей

ЭМП. При этом необходимо:

1) рассматривать совместное воздействие маг-

нитного поля промышленной частоты и высокочас-

тотных гармоник;

2) учитывать конструкцию подстанций, типы

ячеек КРУ (расположение токоведущих частей в

ячейке), виды работ обслуживающего персонала,

выполняемых в распределительном устройстве;

3) особое внимание уделять вводным ячейкам,

ячейкам наиболее загруженных отходящих линий и

токоведущим частям, не помещённым в металличе-

ские кожухи;

4) проводить обязательные замеры вблизи око-

шек при их наличии.

Проведённые исследования на 11 подстанциях с

числом замеров более 2000 показали наличие зон,

электроопасных с точки зрения воздействия магнит-

ного поля промышленной частоты (при сопоставле-

нии с нормативными документами [2]), что необхо-

димо учитывать при проектировании КРУ на под-

станциях и проведении эксплуатационных работ.

Литература

1. Коржов, А.В. Теоретическое и эксперимен-

тальное исследование уровней электромагнитных

полей вблизи силовых кабельных линий напряжени-

ем 6-10 кВ [Текст] / А.В. Коржов, А.И. Сидоров //

Технологии ЭМС. – 2009. - №1. С. 46-53.

2. Электромагнитные поля в производственных

условиях: Санитарно-эпидемиологические правила и

нормативы СанПиН 2.2.4.1191-03. - М.: Минздрав

России, 2003. – 37 с.

3. Сидоров, А.И. Электромагнитные поля вбли-

зи электроустановок сверхвысокого напряжения:

монография / А.И. Сидоров, И.С. Окраинская. – Че-

лябинск: Изд-во ЮУрГУ, 2008. – 204 с.

4. Портативный анализатор EFA-200, EFA-300:

от 5 Гц до 32 кГц. Для изотропного измерения маг-

нитных и электрических полей. -

http://www.emftest.ru/files/EFA-300_DS_RU.pdf

EMF ESTIMATION IN SWITCHGEARS AT THE KURGAN POWER

SUBSTATIONS NEAR CABLE LINES 6(10) kV

IDOROV

USSIA

ORZHOV

USSIA

ALYSHEVA

USSIA

South Ural State University, e-mail: olgusiy@mail.ru

Electromagnetic field (EMF) is one of the adverse

operational factors, influencing to maintenance

personnel [1]. The EMF measuring operations at

11 Kurgan substations 110/6(10) kV and 35/6 kV were

carried out in switchgears 6(10) kV such types as K-37,

K-12, K-27, K-47, K-59. More than 2000 measurements

were carried out during the work.

The current standard (SanPiN 2.2.4.1191-03)

prescribes to perform estimation of EMF (50 Hz) at

industrial conditions separately by electric field intensity

(E, kV/m), magnetic field intensity (H, A/m) or magnetic

induction (B, uT) [2]. The measuring operation should be

performed at height of 0,5; 1,5 and 1,8 m above the floor

level and at a distance of 0,5 m from the equipment and

walls of building. But maintenance personnel can come to

the equipment at a distance closer than 0,5 m, so, we

think, that this fact should be considered during measuring

operation.

All analyzed cubicle switchboards should be

divided by their design by two types: 1) switchgears,

where cells with electrical equipment are located close to

the wall of building and 2) switchgears, where there is a

passage between cells and the wall of building.

The switchgears of the second type are more

interesting for the research, because of the conducting

parts of electric installations are located at the back of

cells. Measurements in such switchgears were carried

out at passages between cells and walls of buildings at

height of 0,5; 1,5 and 1,8 m at the next points: near

switchgear cells and at distance of 0,5 m.

During electromagnetic environment analysis the

exclusive focus is directed to the electric and magnetic

fields of industrial frequency because field intensity is

maximum at 50 Hz. In reality, the current, flowing in an

electric installation, has a number of harmonic

components [3]. That's why besides measurements of

EMF at 50 Hz we also identified the frequency content

of electric (fig. 1) and magnetic fields. The

measurements were carried out by device "EFA-300

Narda", which has measurement error 3-8% [4].

The values of electric field intensity are located in

the range 0,7 V/m - 107,8 V/m, in other words these

values don't exceed the maximum permissible level

(5 kV/m [2]). The values of magnetic induction in

switchgears of the first type also don't exceed the

maximum permissible level [2] for 8 hours working day.

Excess of the maximum permissible level of magnetic

induction was observed near cells of transformer

bushings and cable lines with great loads for switchgears

of the second type. The maximum magnetic induction

was observed near transformer bushing cell and was

equal 852 uT (H=678 A/m) at I

max

=1400 A.

Fig. 1. The frequency content of electric field.

So during the EMF analysis in switchgears

6(10) kV the main attention should be paid to magnetic

component of EMF. It is necessary:

1) to consider the overall impact of magnetic field

at 50 Hz and its frequency content;

2) to take into account design of substations,

switchboard cells types, character of maintenance

personnel work at operation of switchgears;

3) to pay main attention to transformer bushing

cells, cable lines with great loads cells and conducting

parts without metal enclosures;

4) to carry out measurements near windows on the

back of switchboard cells.

Information about the authors

A. I. Sidorov is a doctor of engineering science,

professor; A. V. Korzhov is a candidate of engineering

science, associate professor; O. M. Malysheva is a

postgraduate student.

References

1. Korzhov, A.V. Theoretical and experimental

study of the levels of electromagnetic fields near power

cables 6-10 kV / A.V. Korzhov, A.I. Sidorov / EMC

Technology. - 2009.- № 1. - P. 46-53.

2. Electromagnetic fields in production conditions:

SanPiN 2.2.4.1191-03. - Moscow: Russian Ministry of

Health, 2003.- 37 p.

3. Sidorov, A.I. Electromagnetic fields near high

voltage electrical installations: Monograph /

A.I. Sidorov, I.S. Okrainskaya. - Chelyabinsk: SUSU,

2008. – 204 p.

4. Portable analyzer EFA-200, EFA-300: 5 Hz to

32 kHz. For isotropic measurements of magnetic and

electric fields. - Http://www.emftest.ru/files/EFA-

300_DS_RU.pdf

ПОВЫШЕНИЕ НАДЕЖНОСТИ СИСТЕМ ЭЛЕКТРОДВИЖЕНИЯ С

АИН И ДПМ СРЕДСТВАМИ УПРАВЛЕНИЯ

М.

В.

РОНИН

ОССИЯ

Г.

А.

ОГОЛЕВ

ОССИЯ

А.

Г.

ОРОНЦОВ

ОССИЯ

С.

М.

ОПИН

ОССИЯ

ОАО “Силовые машины”, m_pronin@elsila.spb.ru,

gogolev_ga@powerm.ru

a_voroncov@elsila.spb.ru,

s_shopin@elsila.spb.ru

Аннотация.

Предложен алгоритм управления электроприводом с многотактными инверторами и

многофазным двигателем на постоянных магнитах с несинусоидальными ЭДС. Рассмотрено вектор-

ное управление в осях фаз инверторов при регулировании векторов токов в зоне низких частот вра-

щения с использованием датчика положения ротора и в зоне высоких частот без датчика положения.

Приведены результаты экспериментов, подтверждающие работоспособность системы.

Abstract.

The control algorithm by the electric drive with multi-stage inverters and the multiphase perma-

nent magnet synchronous motor with nonsinusoidal EMF is offered. Vector control in axes of phases of in-

verters is considered at regulation of current vectors in a zone of low frequencies with use of the rotor posi-

tion sensor and in a zone of high frequencies without the rotor position sensor. The results of experiments

confirming efficiency of system are resulted.

Введение

В системах электродвижения (СЭД) судов и ко-

раблей используются двигатели на постоянных маг-

нитах (ДПМ), получающие питание от полупровод-

никовых преобразователей, например от автономных

инверторов напряжения (АИН) 1-9. ДПМ не имеет

контактных колец, ему не нужен возбудитель, СЭД

этого типа имеет высокий КПД. При использовании

датчика положения ротора (ДПР) система управления

(СУ) ДПМ и АИН сравнительно проста 9.

Существуют варианты исполнения СЭД с ап-

паратурой управления, встроенной в корпус ДПМ

(Permasyn). В таких системах из-за близкого распо-

ложения магнитов, АИН и устройств управления

магнитные поля электрооборудования могут созда-

вать помехи и неблагоприятно влиять на работу

системы. Помехи проявляются в меньшей степени

при низких частотах вращения ДПМ. При увеличе-

нии частоты мощность нагрузки СЭД увеличивает-

ся пропорционально кубу скорости вращения греб-

ного винта и помехи возрастают. По этой причине в

некоторых случаях в работе СЭД возникают сбои и

номинальный режим не достигается.

В данной статье рассматривается СЭД с мно-

гофазным ДПМ с несинусоидальными ЭДС и мно-

готактными АИН, в которой для повышения поме-

хоустойчивости системы в зоне низких частот вра-

щения ДПМ управление осуществляется с ДПР, а в

зонах высоких частот без ДПР. Надежность СЭД

повышается за счет исключения из СУ ненадежно-

го канала измерения угла положения ротора.

Характеристика СЭД

Структурная схема СЭД мощностью несколько

мегаватт представлена на рис.1. В ней полупровод-

никовый преобразователь (ПП) получает питание

от низковольтного источника постоянного напря-

жения и преобразует его в многофазное переменное

напряжение. ПП имеет 6 параллельно включенных

каналов. В каждом канале имеются 4-тактный ши-

ротно-импульсный преобразователь (ШИП) постоян-

ного напряжения и двухтактный АИН. АИН питают

ДПМ. ШИП используются для повышения напряже-

ний и уменьшения токов АИН и ДПМ.

Рис.1. СЭД с многоканальным ПП

и многофазным ДПМ.

ДПМ имеет 6 трехфазных обмоток, взаимно сдви-

нутых по фазе на 10 эл. град. Он снабжен ДПР. Парал-

лельная работа ветвей ШИП и АИН обеспечивается

уравнительными дросселями и СУ. Фазная ЭДС ДПМ

(экспериментальная) представлена на рис.2.

-100

-50

100

-10 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

, ms

Рис.2. Фазная ЭДС ДПМ.

Система управления СЭД

При построении системы управления (СУ)

СЭД учитывается, что регуляторы должны вывести

ДПМ на заданные параметры по напряжению, току,

углу нагрузки и др. при заданной частоте. С этой

целью в заданные параметры включены угол сдвига

вектора тока относительно ЭДС холостого хода φ

(для зоны низких частот вращения ДПМ при ис-

пользовании ДПР) и угол сдвига тока относительно

напряжения (для зоны высоких частот вращения

ДПМ при регулировании без ДПР). Углы приняты

неизменными по модулю. При реверсе знаки углов

соответствует знаку заданного экстремума тока I

СУ построена в соответствии со схемой рис.3

СУ включает в себя ПИ-регулятор скорости ДПМ,

блок выбора режима работы и задания токов фаз,

П-регуляторы токов в каждой фазе всех АИН и

фильтры напряжений управления.

Рис.3. Структурная схема СУ в осях фаз

АИН.

Скорость вращения ДПМ задается сигналом

rcs

. Регулятор скорости, контролируя заданную и

фактическую ω скорости, формирует экстремум I

заданных токов фаз всех АИН.

На входы блока выбора режима работы и зада-

ния токов АИН поступают сигналы по частоте вра-

щения ДПМ ω, по экстремуму токов I

, по углово-

му положению ротора τ

, по фазе напряжений

управления τ

yjm

, по фазе токов φ

относительно

ЭДС возбуждения, по фазе токов относительно на-

пряжений φ

, по сдвигу токов в каждой обмотке

ДПМ φ

, по уставке выбора режима работы ω

Условия выбора режима или перехода к

управлению с ДПР и без ДПР определяются функ-

цией K











−=ω−<ω

=ω>ω

=ω≤ω≤ω−

).(1,

),(1,

),(0,

ДПРбезKтоесли

ДПРсKтоесли

phh

(1)

В зависимости от условий (1) определяются

заданные токи фаз АИН i

rnjm

(n=1,2,3; m=1,…6):

( )

[ ]

( )

[ ]











π−−ϕ−τ=

π−−ϕ−ϕ−τ=

.3/21sin

,3/21sin

nIKiиначе

nIiто

Kесли

IUumprnm

IEmrmrnm

(2)

Напряжения управления АИН определяются как

суммы “токовых” u

yinjm

и “гладких” u

yunjm

составляю-

щих:







===

.6,...1,2,1,3,2,1

mjn

uuu

yunjmyinjmynjm

(3)

“Токовые” состаляющие напряжений управления

формируются П-регуляторами токов:

(

)







===

−=

.6,...1,2,1,3,2,1

mjn

iiKu

njmrnmioyinjm

(4)

Компоненты u

yunjm

формируются фильтрами на-

пряжений управления 7, 9. Фильтрация основана на

формировании трехфазной системы единичных сиг-

налов, подстройке их частоты и определении ампли-

туды основных составляющих напряжений управле-

ния в каждом канале СЭД. Амплитуда U

, фаза τ

частота ω

“гладких” составляющих напряжений

управления вычисляются по формулам (индексы но-

мера канала опущены):

(

)

( ) ( )

( )











+=∆+=

=≠

∆−+=++=

++=

−=−=

∆+∆+∆+

∆+

∫

,/,0

,3/2

,/,

),(

,3/4cos,3/2cos

,cos,

,1,1,1,1

332211

ottyttitytty

tty

ttttyyy

yyy

DKtDK

UADтоUесли

TtCBCCuuuB

ueueueA

etd

ωω

ωωωω

πτπτ

τωτ

(5)

где ∆t – шаг расчета, u

, u

– входные сигналы

фильтра, e

, e

– единичные сигналы, A, B, C, D –

промежуточные переменные, K

ωi

, K

ωo

– коэффициен-

ты ПИ-регулятора.

“Гладкие” составляющие напряжений управле-

ния (составляющие по напряжениям двигателя):

(

)

[

]

.3/21sin π−−τ= nUu

uyyunjm

(6)

Алгоритм управления, кроме выполнения основ-

ных функций, ориентирован на подавление состав-

ляющих нулевой последовательности токов парал-

лельно включенных АИН путем задания одинаковых

амплитуд токов фаз и выбора больших коэффициен-

тов усиления П-регуляторов. Ослабление составляю-

щих нулевой последовательности токов обеспечива-

ется также дросселями.

Модель СЭД

Модель СЭД с многофазным ДПМ и многотакт-

ными АИН описана в 7 и 9. В общем случае количе-

ство трехфазных обмоток ДПМ равно M, обмотки

взаимно сдвинуты на угол π/3M. Количество парал-

лельно включенных многотактных полупроводни-

ковых преобразователей равно M.

Моделирование выполнено методом взаимо-

связанных подсистем. Примеры построения анало-

гичных моделей приведены в технической литера-

туре 7, 9, 10.

Численные эксперименты

При расчетах рассматривалась СЭД рис.1 мощ-

ностью несколько мегаватт. На модели привода

выполнены расчеты при управлении АИН и ДПМ в

зоне низких частот с ДПР и в зоне высоких частот

без ДПР. На рис.4 представлена диаграмма пуска,

установившегося номинального режима и реверса

ДПМ, рассчитанная на модели.

На диаграмме изображены напряжение на вхо-

де первого АИН, ток источника питания, заданный

и фактический токи 1 фазы 1 обмотки ДПМ, элек-

тромагнитный момент ДПМ, заданная и фактиче-

ская частоты вращения ДПМ, напряжение управле-

ния фазы АИН. Номинальная частота напряжения

ДПМ 40 Гц. Частота ШИМ 4 кГц. Время цикла ра-

боты СУ 250 мкс. Длительность процесса 7 с (от

момента времени t

до момента t

). На указанном

интервале времени СУ осуществляет увеличение

напряжения на выходе ШИП в каждом канале до

заданного уровня и затем стабилизирует его. При

этом осуществляется пуск ДПМ и выход СЭД на

номинальный режим работы, затем осуществляется

реверс ДПМ (по реверсивной характеристике на-

грузки) и выход СЭД на работу с отрицательной

скоростью вращения гребного винта.

Рис.4. Пуск, номинальный режим и ре-

верс ДПМ

На рис.4 на интервалах времени t

-t

и t

-t

СЭД работает при использовании в СУ сигналов

ДПР. На интервалах t

-t

и t

-t

сигналы ДПР в СУ

не используются, что существенно повышает на-

дежность СЭД. В моменты переключения режимов

работы (t

, t

и t

) в токах и напряжениях СЭД и в

электромагнитном моменте скачкообразные изме-

нения отсутствуют.

Использование предлагаемого алгоритма

управления особенно существенно в тех плавучих

объектах, в которых СЭД длительно работает при

постоянной частоте вращения гребного винта, а пус-

ки и реверсы выполняются сравнительно редко –

длительные режимы обеспечиваются по более на-

дежной схеме СУ.

Физические эксперименты

Описанный алгоритм управления СЭД реализо-

ван на физической установке и его работоспособ-

ность проверена экспериментально.

На рис.5 и 6 приведены осциллограммы напря-

жения управления фазы АИН и тока фазы ДПМ, сня-

тые на физической установке при частоте вращения

ДПМ, близкой к уставке переключения сигнала ДПР.

Рис.5. Напряжение управления фа-

зы АИН при переключении сигна-

ла ДПР.

Рис

.6. Ток фазы двигателя при переключении ДПР.

На рис.5 и 6 на интервалах времени t

-t

и t

-t

управление СЭД осуществляется по сигналу ДПР в

соответствии с алгоритмом рис.3. На интервале t

-t

сигнал ДПР не используется.

Как видно из рис.5 и 6, изменения алгоритма

управления в моменты t

и t

не приводят к возникно-

вению каких-либо неблагоприятных явлений.

Основной результат экспериментальных иссле-

дований заключается в следующем. Если регулирова-

ние СЭД осуществляется с использованием сигнала

ДПР во всем диапазоне скоростей двигателя, то в

системе возникают сбои при скоростях вращения

ДПМ более 70-80 % номинального значения. При

отключении сигнала ДПР при скоростях более 60 %

номинального значения сбои в системе не возникают.

При этом сохраняется плавность регулирования СЭД.

Предложенный алгоритм управления СЭД обес-

печивает электромагнитную совместимость оборудо-

вания и повышает надежность системы.

Выводы

1. Для систем электродвижения с гребными дви-

гателями на постоянных магнитах и автономными

инверторами напряжения предложен алгоритм управ-

ления, в котором при небольших частотах вращения

используется датчик положения ротора, а при повы-

шенных частотах для повышения надежности управ-

ление осуществляется без датчика положения.

2. Предложена структура системы управления

двигателем на постоянных магнитах, в которой име-

ется внешний контур регулирования скорости вра-

щения ротора, формирующий экстремум заданного

тока фаз двигателя, блок выбора режима работы (с

датчиком или без датчика положения ротора), блок

задания токов фаз инверторов, внутренние контуры

регулирования токов фаз инверторов, а также

фильтр напряжений управления инверторов, кото-

рый обеспечивает работу системы в режиме про-

порционально-интегрального регулирования токов

фаз.

Литература

1. Schrödl M., Hofer M., Staffler W. Sensorless Con-

trol of PM Synchronous Motors in the Whole Speed

Range Including Standstill Using a Combined IN-

FORM/EMF Model / EPE-PEMC 2006, Portorož, Slo-

venia, pp. 1943-1949.

2. Schrödl M., Simetzberger C. Sensorless Control of

PM Synchronous Motors Using a Predictive Current

Controller with Integrated INFORM and EMF Evalua-

tion / EPE-PEMC 2008, Poznan, Poland, pp. 2306-

2313.

3. Khaburi D. A., Shahnazari M. Sensorless Vector

Control Method for Permanent Magnet Synchronous

Motors Using Reduced Order Observer in Park Frame /

EPE 2003, Toulouse.

4. Kumar R., Gupta R. A., Singh B. Performance

Analysis of Vector Controlled Permanent Magnet Syn-

chronous Motor with Fuzzy Tuned PID Controller /

EPE-PEMC 2004, Riga, Latvia.

5. Hadiouche D., Razik H., Rezzoug A. On the Model-

ing and Design of Dual-Stator Windings to Minimize

Circulating Harmonic Currents for VSI Fed AC Machines

/ IEEE Transactions on Industry Applications, Vol. 40,

NO. 2, March/April, 2004.

6. Nakai T., Fujimoto H. Harmonic Current Suppres-

sion Method of PMSM Based on Repetitive Perfect

Tracking Control / IECON. Nov. 5-8, 2007, Taipei, Tai-

wan.

7. Pronin M., Shonin O., Gogolev G., Vorontsov A.,

Shopin S. Modeling a Transistor Converter-Fed Perma-

nent Magnet Poly-Phase Machine and a Variable-

Frequency Drive Controller under Non-Sinusoidal Back-

EMF and Distorted Current Conditions / EPE-PEMC

2009, Spain.

8. Borisavljevic A., Ho E., Takahashi T. Fan Drive

Starting into Naturally Rotating Load by Sinusoidal Sen-

sorless Permanent Magnet Motor Control / EPE-PEMC

2006, Portorož, Slovenia, pp. 1190-1198.

9. Pronin M., Shonin O., Gogolev G., Vorontsov A.

Control Algorithms for a Multistage VSI-Fed Poly-Phase

PMSM Electric Drive with Non-Sinusoidal Back-EMF /

EPE-PEMC 2010, Ohrid, Macedonia.

10. Pronin M., Vorontsov A. Dependence of current pul-

sations of multi-phase electrical machine on reduction of

winding pitch and scheme of semiconductor converter /

EPE-PEMC 2006, Slovenia.

RELIABILITY INCREASING OF ELECTRIC PROPULSION SYS-

TEM WITH SOME VSI AND POLY-PHASE PERMANENT MAGNET

SYNCHRONOUS MOTOR BY CONTROL FACILITIES

RONIN

USSIA

OGOLEV

USSIA

ORONTSOV

USSIA

HOPIN

USSIA

JSC

“Power Machines”,

m_pronin@elsila.spb.ru,

gogolev_ga@powerm.ru

, a_voroncov@elsila.spb.ru,

s_shopin@elsila.spb.ru

In electric propulsion systems (EPS) phase perma-

nent magnet synchronous motors (PMSM), connected to

independent voltage source inverters (VSI) are used.

PMSM has no contact rings, the exciter is not necessary

to it; EPS this type has high efficiency. At use of the

rotor position sensor (RPS) the control system (CS) is

rather simple. However, RPS reduces reliability of EPS.

EPS with multiphase PMSM and multi-stage VSI is

considered in this paper in which connection at low fre-

quencies of rotation PMSM control is carried out with

RPS, and at high frequencies - without RPS.

Scheme of EPS of some megawatt is presented on

fig.1. In the scheme PMSM receives a power supply

from a source of a constant voltage on six channels. In

each channel are available two-stage VSI. PMSM has six

three-phase windings. It is supplied by RPS.

Fig.1. EPS with multi-stage converter and multi-phase PMSM

The control system (CS) is constructed in compli-

ance with the scheme fig.2.

Fig.2. Block diagram CS in axes of phases VSI

CS includes a speed PI-regulator of PMSM, the

block of a choice of an operating mode and setting of

phase currents, P-regulators of currents in each phase of

all VSI and filters of control voltage. In the set parame-

ters are included an angle of current vector shift relative

to emf of no-load operation mode φ

(for low frequen-

cies of rotation PMSM) and a angle of current shift rela-

tive to voltage (for high frequencies of rotation PMSM).

Rotation speed of PMSM is set by signal ω

. The speed

regulator, checking reference and actual ω speeds, forms

extremum I

of the reference currents of phases VSI. On

inputs of the block of a choice of an operating mode and

the setting of currents VSI next signals act - ω, I

, rotor

position τ

, phase of control voltage τ

yjm

, currents phase

shift relative to emf excitation, currents phase con-

cerning voltage φ

, shift of currents in each winding

PMSM φ

, setting a choice of an operating mode ω

Calculations are executed on full model EPS. On

fig.3 the diagram of the start-up, the steady-state regime

and reverse regime of PMSM is presented. The current

of the power supply, a voltage on an input 1 VSI, refer-

ence and actual currents of first phase of first winding

PMSM, the electromagnetic torque of PMSM, the refer-

ence and actual frequencies of rotation PMSM, a control

voltage of phase VSI are represented. Duration of proc-

ess 7 is sec. (t

-t

Fig.3. Start-up, rating and reverse modes of PMSM

On intervals of time t

-t

and t

-t

EPS works at use

in CS RPS. On intervals t

-t

and t

-t

RPS it is not used.

CONCLUSION

1. For electric propulsion systems with phase per-

manent magnet synchronous motors and independent

voltage source inverters the control algorithm is offered.

At that under low frequencies the rotor position sensor is

used, and at the high frequencies for increase of reliabil-

ity control is carried out without one.

2. It is offered the structure of a control system by

the phase permanent magnet synchronous motor. There

are next features of the proposed control: an external

contour of speed regulation; a forming extremum of the

reference currents; the block of a choice of an operating

mode (with the rotor position sensor or without one); the

block of the setting of inverter currents; internal contours

of regulation of inverter currents; control voltages filter

which ensures the functioning into system in a mode of

is proportional-integrated regulation of currents.

ИСПОЛЬЗОВАНИЕ ЖЕСТКИХ УЗЛОВ ПРИ НОРМАЛИЗАЦИИ

НАПРЯЖЕНИЯ В СЕТЯХ МЕГАПОЛИСОВ

О.

В.

РОЛОВ

ОССИЯ

Н.

Ш.

ЕМБОРИСОВА

ОССИЯ

ОАО «Научно-исследовательский институт по передаче электроэнергии постоянным током

высокого напряжения», e-mail: nelya1998@mail.ru

Аннотация.

В докладе показано, что реактивная составляющая ∆B одной из характеристик узла

∆Y(разности между его собственной и суммой взаимных проводимостей) может служить обобщен-

ной характеристикой узла в электрической сети. Использование ∆B позволяет выявить узлы, управ-

ление реактивной мощностью которых наиболее эффективно при нормализации напряжения и реше-

нии ряда сопутствующих задач.

Abstract. In the paper is shown that the reactive component ∆B one of the node characteristics ∆Y (the dif-

ference between self and the sum of transfer conductance) is a generalized characteristic of a node in power

grid. Using ∆B allows detecting the nodes, for which control of reactive power is most effective in case of

voltage normalization and for solving a number of related problems.

В настоящее время все чаще встречаются рас-

пределительные сети напряжением 110- 220 кВ.

Например, в таком крупном мегаполисе, как Мо-

сква, распределительные сети напряжением 110 кВ

составляют до 95% всех сетей данного класса на-

пряжения и в небольшом количестве имеются рас-

пределительные сети 220 кВ (около 5%). Крупные

потребители также иногда подключаются непо-

средственно к сетям напряжением 110-220 кВ. В

таких условиях возникает необходимость оценки

влияния изменения нагрузки в узлах на параметры

режима сети (напряжения, токи, перетоки, потери

активной мощности). В сетях одного класса на-

пряжения могут сосуществовать сети различного

назначения, допустимые значения напряжения в

которых регламентируются по-разному, а норма-

лизация напряжения является актуальной задачей.

При регулировании напряжения в таких электри-

ческих сетях в режимах нормального функциони-

рования должно быть обеспечено следующее [1]:

- соответствие показателей напряжения требова-

ниям ГОСТ 13109-97 по качеству электроэнергии

[2];

- соответствие уровня напряжения значениям,

допустимым для оборудования электрических се-

тей с учетом допустимых эксплуатационных по-

вышений напряжения на электрооборудовании;

- необходимый запас устойчивости,

- минимум потерь электроэнергии в электриче-

ских сетях энергосистем.

В распределительных сетях регламентируются

допустимые отклонения показателей качества элек-

троэнергии, например, установившееся отклонение

напряжения от номинального значения на ±5% (дли-

тельно допустимое) и ±10% (предельно допустимое)

[2]. Для основных сетей коэффициенты запаса по

напряжению(K

), определяющие границу снизу,

должны составлять не менее 0,15 в нормальных ре-

жимах и не менее 0,1 в послеаварийном режиме по-

сле нормативных возмущений [3].

Значения K

вычисляются по формуле:

кр

−

, где

U – напряжение в узле в рассматриваемом режиме;

кр

– критическое напряжение в том же узле, соот-

ветствующее границе статической устойчивости

электродвигателей.

Критическое напряжение в узлах нагрузки 110

кВ и выше при отсутствии более точных данных

следует принимать равным большей из двух вели-

чин: 0,7·U

ном

и 0,75·U

норм

, где U

ном

– номинальное

значение напряжения, U

норм

– напряжение в рассмат-

риваемом узле нагрузки при нормальном режиме

работы энергосистемы.

В соответствии с принадлежностью узла к ос-

новной или распределительной сети определяются

граничные значения, за которые напряжение в узле

не должно выходить.

Возможны варианты изменения нагрузки в узле.

Один из них: нагрузка в течение суток изменяется

определенным, заранее известным образом, и регу-

лирование напряжения на шинах можно осуществить

по времени суток. Конечной целью регулирования

напряжения является обеспечение напряжения, близ-

кого к номинальному у потребителей в любом режи-

ме. Другим вариантом является изменение нагрузок

в течение суток случайным образом, которое встре-

чается гораздо чаще (смешанный характер нагрузки

со значительной долей коммунально-бытовой на-

грузки). Таким образом, регулирование напряжения