9-й Международный симпозиум по электромагнитной совместимости и электромагнитной экологии

Подождите немного. Документ загружается.

321

INFLUENCE OF NANONET NETWORK ON WI-FI CHANNEL

CHARACTERISTICS

OZLOV

USSIA

В.

ORONOV

USSIA

Saint-Petersburg State Electrotechnical University, e-mail: kozlov_leti@eltech.ru

Introduction

The goal of the measurements was analysis of the

influence of the Nanonet system on Wi-Fi network,

when both are active in a typical indoor scenario. In this

article the following tasks are reviewed and solved:

• Influence of power of Nanonet network signal

on the characteristics of the Wi-Fi channel

• Effect of porosity of data transmitted in the

Nanonet network on the characteristics of the

Wi-Fi channel

• Influence of the positioning of Nanonet network

antenna on the characteristics of the Wi-Fi

channel

Experiments and results

As the study network two computers connected by the

Ad-Hoc were taken. Netgear WN311T adapters with

external antenna were installed on those computers.

Computers were located so that the distance between the

antennas was about 6 meters. Source of interference -

Nanonet adapter (Nanotron TRX) was located in the

middle between Wi-fi antennas.

The device has the option of the software

configuration of the output power of the transmitter and

the delay between packets. All measurements were made

by the Wireless Mon software installed on the computer

that received the data file. This software can determine

the number of received, sent packets, requests for

repetition, the signal to noise ratio at the receiver and the

speed of data transmission.

Due to the fact that Wi-Fi device adapts to external

interference by changing the modulation, speed and

adjustment of energy per data bits ratio, the SNR at the

receiver gives very little informative response. The tests

did not reveal highly visible correlation of signal to noise

ratio and radiated power level of Nanotron device.

In this article we consider the following channel

characteristics: the bandwidth and the number of

requests to repeat a package that allows you to indirectly

estimate the number of packets that have not been

validated by the checksum, which means that they have

been received with an error. For measuring the BER

values it is necessary to use specialized equipment. In

practice they usually use parameters derived from the

BER link quality. According to the results of the tests the

increase of power level of the interfering signal affects

the signal quality of Wi-Fi network. It also narrows the

channel bandwidth and increases the number of packets

have been received with an error.

If the delay between packets is long enough the

speed characteristics of Wi-Fi network are close to the

values that are obtained when there is no interference.

Packets are transmitted at high speeds at the moments of

delay and those packets that were sent at the time of

Nanotron transmitting are received with an error, so they

are requested repeatedly. This fact can be seen on

requests of repeats count. The number of requests is

about 100 per thousand when Nanotron is active,

whereas in the absence of interference this figure does

not exceed 40 per thousand.

The closer is the source of interference to any of the

antennas the greater is its negative effect on the channel

characteristics. This is happening due to the fact that

signal attenuation depends on the degree of distance

function. So the approach to one of the antennas produces

a greater contribution to the noise situation than alienation

from the second antenna. It should be also noted that in

the process of measurements at points 1 and –1 meter

from original position, results higher than that were

expected were obtained. This results don't fit into this

pattern. At a bias of the source of the interference in

direction perpendicular to the axis connecting the antennas

for 30-40 cm the results came back into the framework of

expectations. This happens due to the fact that Nanotron

radiation evolved at the receiving or transmitting side

antiphase. To find out on what kind of antenna is a

phenomenon someone will have to make a reasonably

accurate model of the premises and depending on the

materials of walls and products to implement the

calculation of multiple reflections, which is extremely

time consuming task and is not considered in this article.

Conclusion

The joint operation of the two networks: Wi-Fi and

Nanonet in the same room is extremely problematic. Ir is

impossible to achieve stability at a reasonable rate for

both networks simultaneously. You can make the

Nanonet network signal weak enough or reduce the

transmission rate by increasing the duty cycle to provide

Wi-Fi network good working conditions. But this means,

that the quality of the Nanonet network strongly falls. So

the coexistence of these two networks is a compromise

between the characteristics of channels that can be taken

only after the analysis of traffic flows in each network.

The usage of the "anomalous" points to the location of

antennas for the antiphase addition to the antenna is not a

standard solution. It looks extremely unlikely to happen,

because any change in the situation (i.e. the appearance

of a person in the room) can break the "fragile" balance.

322

ВОПРОСЫ ЭМС ПРИ ТЕСТИРОВАНИИ ПЕЧАТНЫХ ПЛАТ С

ОБНАРУЖЕНИЕМ СКРЫТЫХ ДЕФЕКТОВ

В.

Н.

ИАНОВ

ОССИЯ

Е.

С.

ЮМИНАРСКАЯ

ОССИЯ

И.

М.

ЕЛОУСОВ

ОССИЯ

Московский государственный индустриальный университет, e-mail: dian-v@msiu.ru

Аннотация. Рассмотрены аппаратные и программные средства для обнаружения и регистрации

скрытых дефектов в ПЭВМ, включая печатные платы. Реализация средств предполагает использова-

ние контактных и бесконтактных датчиков сбоев. Для программного обнаружения скрытых дефектов

предложен метод тестовых кодов.

Abstract. We consider the hardware and software for detecting and recording of latent defects in the PC, in-

cluding printed circuit boards. The implementation involves the use of contact and contactless sensors fail-

ures. Software for detecting hidden defects is concluded a testing code method.

Введение

В современном производстве широко использу-

ются различные электронные устройства; системы

автоматического управления невозможно предста-

вить без электронной вычислительной машины [1].

Своевременное выявление скрытых дефектов и

неисправностей, таких как: образование микротре-

щин, микронеровностей, микрозазоров в линиях свя-

зи и соединителях, старение или выход из строя эле-

ментов печатных плат в ходе эксплуатации является

одним из условий обеспечения надежности элек-

тронного оборудования [2].

Методы тестирования печатных плат

Методы обнаружения дефектов и неисправно-

стей печатных плат делятся на две группы: электри-

ческие (внутрисхемные и функциональные) и не-

электрические (оптический и рентгеновский метод).

Оптический метод заключается в тщательной

визуальной проверке качества печатных плат с по-

мощью линз с подсветкой, оптических стереосистем,

микроскопов, автоматизированных оптических сис-

тем, снабженных системой технического зрения и

программами анализа изображения, позволяющие

сравнивать изображение с эталонным [3].

Основной недостаток данного метода то, что он

не позволяет проверить работоспособность печатной

платы в сборе.

После оптического применяется функциональ-

ное тестирование. Оно позволяет проверить работо-

способность печатной платы в сборе только на огра-

ниченном наборе входных сигналов и не позволяет

локализовать дефекты и неисправности электриче-

ских монтажных схем.

Внутрисхемное тестирование позволяет обна-

ружить отсутствующие или неправильно установ-

ленные компоненты, дефектные компоненты, обры-

вы проводников. Конструкция печатной платы

должна позволять использование тестирующего уст-

ройства с контактными приспособлениями [3].

Аппаратура для тестирования печатных плат

Аппаратура для тестирования плат делится на

две группы: системы типа “поле контактов” (“ложе

из гвоздей”) и системы с подвижными пробниками.

Одним из технических решений для выявления

скрытых дефектов является аппаратура для тестиро-

вания печатных плат, содержащая [4]:

1) матрицу (“ложе из гвоздей”), имеющую элек-

тропроводящие контакты на верхней стороне;

2) печатную плату, закрепленную на матрице;

3) множество внешних устройств, которые элек-

трически связывают печатную плату с матрицей так,

что сигналы могут пройти от каждого внешнего уст-

ройства к печатной плате;

Недостатком подобного устройства является не-

возможность обнаружения скрытых дефектов в кон-

тактных дорожках печатной платы, линиях связи

платы с внешними устройствами, а также соедините-

лях, обеспечивающих подключение указанных уст-

ройств к плате.

Указанный недостаток решается посредством:

1) Введения контактных и бесконтактных дат-

чиков сбоев, выполненных с возможностью работы в

диапазоне частот от долей герца до единиц гигагерц

и установленные на линиях связи с соединителями

или в непосредственной близости (1-2 см) от элемен-

та (линии связи) или узла (соединителя) электриче-

ской цепи.

2) Использования для определения источников

сбоев: видеокарты, клавиатуры, «мыши», карты па-

мяти и проигрывателя дисков.

3) Применения контактных датчиков сбоев, реа-

лизованных на комплиментарных металл-окисел-

полупроводниковых (КМОП) структурах, регистри-

рующих скрытые дефекты элементов и узлы на на-

чальной своей стадии по дифференциальному ин-

формативному признаку.

4) Эксплуатации бесконтактных датчиков сбоев,

реализованных на пассивных (L, C - элементах) мик-

323

рорезонансных контурах, для выявления электро-

магнитного воздействия (помехи).

5) Использования двух и более контактных дат-

чиков сбоя в качестве источника скрытого дефекта

для определения узла или элемента с более ранним

по времени срабатыванием датчика.

6) Применение двух и более бесконтактных

датчиков сбоя в качестве источника скрытого дефек-

та для определения внешнего электромагнитного

воздействия (помехи).

7) При одновременном срабатывании контакт-

ных и бесконтактных датчиков сбоев определение

внутреннего электромагнитного воздействия (поме-

хи).

8) Использования того, что скрытые дефекты

элементов и узлов на конечной стадии своего разви-

тия (перед отказом, например, обрывом) регистри-

руются контактными датчиками (например, микро-

емкостями) по интегральному информативному при-

знаку. [5]

Таким образом, решение задачи определения

скрытых дефектов в линиях связи и соединителях по

информативным параметрам дифференцируемости и

интегрируемости электрических сигналов, а также

повышенного электромагнитного излучения основа-

но на сбойном состоянии выше упомянутых элемен-

тов аппаратуры.

Описание предлагаемой аппаратуры для

тестирования плат

На рис.1 представлена схема аппаратуры для

тестирования печатных плат с дополнительно вве-

денными датчиками сбоев.

Рис.1. Схема аппаратуры для тестирования пе-

чатных плат.

Схема содержит тестируемую печатную плату

(ТПП) 1, матрицу (приемное ложе для установки

ТПП) 2, видеокарту 3, клавиатуру 4, «мышь» 5, карту

памяти 6, проигрыватель дисков 7, контактные дат-

чики сбоев (КДС) 8-19. Также на схеме (рис.1) пока-

заны и бесконтактные датчики сбоев (БДС) 20-25,

установленные в непосредственной близости от тес-

тируемых элементов или узлов. Количество БДС

выбирается исходя из их чувствительности, протя-

женности линий связи и, в общем случае, может

быть большим.

КДС 8-19 устанавливаются в начале линии связи

(8, 10, 12, 14, 16, 18) либо в ее конце (9, 11, 13, 15, 17,

19). КДС, также как и БДС могут иметь либо авто-

номную индикацию, либо индикацию в системе ав-

томатического контроля (например, иметь выход на

микропроцессор).

Реализация контактных датчиков сбоев (8-19)

достаточно проста и заключается в подключении к

соответствующим точкам интегральных микросхем

структуры КМОП, имеющей большое (от

Ом и

выше) входное сопротивление.

Вместо контактных датчиков сбоев, или допол-

нительно к ним, в аппаратуру могут вводиться и БДС

20-25. Принцип действия БДС основан на регистра-

ции дополнительного, сверх допустимого электро-

магнитного излучения источника сбоев за счет обра-

зования микрорезонансных контуров на контактных

дорожках или соединителях ТПП. Реализация дан-

ных датчиков также относительно проста и, в част-

ном случае, может быть построена на пассивных L, С

– элементах, установленных на расстоянии 1–2 см от

предполагаемого источника сбоев. Число БДС на

одной линии связи может быть любым и зависит от

необходимости обнаруживать скрытый дефект, как

во всем элементе, так и в его фрагменте (отдельном

отрезке линии связи). На рис. 1 для упрощения пока-

заны только по одному БДС на каждую линию связи

или узел (соединитель). Также как и КДС, бескон-

тактные датчики сбоев могут иметь автономную или

централизованную систему индикации и регистра-

ции.

Одновременное срабатывание БДС на различ-

ных линиях связи свидетельствует о наличии внеш-

ней электромагнитной помехи. Одновременное сра-

батывание КДС и БДС говорит о внутренней элек-

тромагнитной помехе. Идеология включения БДС, а

также алгоритм их функционирования в аппаратуре

аналогичен КДС. Основное отличие - в величине

фиксируемого сигнала в зависимости от расстояния

до источника скрытых дефектов.

Принцип применения метода на основе кодов

для диагностики скрытых дефектов печатных

плат

На рис. 2 показаны графики при измененных

параметрах линии, описывающих скрытые дефекты

при подаче на нее тестового кодового воэдействия в

виде 1101 1000 [6]. Период импульса («1» в коде)

или пауза («0» в коде) по оси времени t выбирается

опытным путем.

324

Рис.2. График при измененных параметрах ли-

нии, описывающий скрытые дефекты.

Кривая 1 – это сигнал на выходе линии связи

при параметрах линии R=2 (Ом), L=10 (нГн), С=10

(пФ). Кривая 2 – для параметров R=2 (Ом), L=10

(нГн), С=20 (пФ). Кривая 3 – это выходной эталон-

ный сигнал (приведенный к идеальному) при значе-

нии С=0. Кривые 1 и 2 описывают на выходе сбой-

ное состояние линии связи, обусловленное наличием

внутренних дефектов, а кривая 3 иллюстрирует иде-

альное состояние линии связи.

Таким образом, из рисунка 2 следует, что изме-

нение внутренних параметров линии ведет к измене-

нию вида кривой, а тем самым будет меняться и

среднее значение выходного диагностического пара-

метра. На примере видно, что кривая 2 имеет боль-

шую «просадку» по сравнению с кривой 1 вследст-

вие увеличения значения емкости. Следовательно,

определяя среднее значение выходного диагностиче-

ского параметра можно оценить состояние провод-

ника печатной платы. Имея информацию о взаимо-

связи выходного среднего установившегося пара-

метра с параметрами линии и видом кода, возможно

определить такие состояния печатного проводника,

как исправленное, сбойное, предсбойное и отказное.

Выводы

Рассмотрена возможность и порядок использо-

вания тестовых кодов для диагностики контактных

дорожек печатных плат.

1. Своевременное выявление скрытых дефек-

тов (сбоев) является одним из условий надежности

работы электронного оборудования.

2. Предлагаемая аппаратура позволяет обна-

ружить скрытые дефекты в контактных дорожках

печатной платы, линиях связи платы с внешними

устройствами, а также соединителях, обеспечиваю-

щих подключение указанных устройств к плате.

Литература

1. Густав Олссон, Джангуидо Пиани “Цифро-

вые системы автоматизации и управления”- СПб.:

Невский диалект 2001

2. Дианов В.Н. “Автоматические и электрон-

ные системы транспортных средств повышенной

надёжности” - Коломна: Лига, 2009

3. Федухин А.В. “Контроль качества и диагно-

стика неисправностей многослойных печатных плат”

- Системотехника № 1, 2003

4. Патент США № 7339368. МПК G01R 31/28

от 04.03.2008

5. Патент № 91767. МПК G01R 31/28 “Аппара-

тура для тестирования печатных плат с обнаружени-

ем скрытых дефектов”. В.Н. Дианов, А.В. Пузанов,

М.Н. Миронов, Д.А. Барышников, А.И. Медведев.

Опубликовано 27.02.2010 Бюл.№6.

6. Печурин В.С., Плюшкин К.В., Дианов В.Н.

Интеллектуальная диагностика сбоев печатных плат

с помощью тестовых кодов. «Электроника и элек-

трооборудование транспорта», 2006, №2,с. 36-39.

7. Дианов В.Н., Миронов М.Н., «Исследование

методов выявления скрытых дефектов печатных

плат». Труды международного симпозиума «Надеж-

ность и качество 2010», Пенза, том 2.

325

ИССЛЕДОВАНИЕ АЛГОРИТМА КАЛИБРОВКИ ТРЕХЭЛЕМЕНТНОЙ

АНТЕННОЙ РЕШЕТКИ СОВМЕСТНО С АЛГОРИТМОМ

ОБНАРУЖЕНИЯ И ПЕЛЕНГОВАНИЯ ИСТОЧНИКОВ

РАДИОИЗЛУЧЕНИЯ

М.

Е.

ЕВЧЕНКО

ОССИЯ

СПБГЭТУ “ЛЭТИ”, M_E_Shevchenko@mail.ru

Аннотация. Представлены результаты экспериментального исследования метода калибровки трех-

элементной антенной решетки совместно с алгоритмом обнаружения и пеленгования ИРИ. Проде-

монстрировано, что калибровка позволяет существенно повысить точность оценок азимута.

Abstract. Results of experimental research of three-element array calibration with joint detection and direc-

tion finding algorithm are presented. Increase of azimuth estimations accuracy at calibration is demonstrated.

Введение

Для радиомониторинга в широкой полосе обзора

требуются алгоритмы обнаружения и оценивания

угловых координат (УК) источников радиоизлучения

(ИРИ), которые формируют в сложных условиях сиг-

нально-помеховой обстановки на основе принятых

процессов достоверные и эффективные оценки час-

тоты, азимута, угла места.

При синтезе данных алгоритмов предполагается

идентичность приемных трактов и отсутствие взаим-

ного влияния антенн и антенного окружения, по-

скольку учет влияния антенного окружения на этапе

синтеза достаточно сложен и не позволяет разраба-

тывать реализуемые на практике алгоритмы.

Однако пренебрежение неидентичностью ампли-

тудных и фазовых характеристик антенно-приемных

трактов и взаимным влиянием антенн может привести

к появлению смещения оценок азимута и угла места.

Поэтому требуются дополнительные меры по преобра-

зованию неидеальных наблюдаемых данных, принятых

антеннами, к данным, соответствующим модели, при-

нятой при синтезе алгоритма.

Предварительная коррекция наблюдаемых данных

позволяет обеспечить в реальных условиях оценки УК

ИРИ, близкие оценкам при идеальных условиях – от-

сутствия переизлучений и идентичности трактов.

Приведенные ниже результаты посвящены разра-

ботке и исследованию метода автономной (off-line)

калибровки совместно с алгоритмом обнаружения и

оценивания параметров множества источников радио-

излучения (ИРИ) [1, 2, 3] при трехэлементной антен-

ной решетке (АР). Используемый в работе метод ка-

либровки разработан в [4] и применим к любой конфи-

гурации АР и соответствующему ей алгоритму обна-

ружения и пеленгования.

Автономность калибровки означает, что поиск

корректирующих данных (матрицы) проводится до

пеленгования фактических ИРИ на основе принятых

АР данных, содержащих сигнал калибровочного ИРИ.

Неавтономные методы (on-line) калибровки

позволяют исходя из предопределенной структуры

матрицы искажений оценить совместно матрицу

искажений и неизвестные УК ИРИ. Хотя данные

методы очень привлекательны, они обычно несо-

стоятельны. В случае произвольной матрицы ис-

кажений, решение, полученное на основе таких

методов, не является единственным.

Описание метода калибровки. Модель не-

идеальной трехэлементной АР

АР состоит из трех антенн, образующих равно-

сторонний треугольник (рис. 1).

Рис.1.

Стороны треугольника равны

∆

, причем

max

f c

∆⋅

<0,5, где

max

– максимальная частота

из диапазона принимаемых сигналов.

Виртуальная линия, соединяющая антенны

, ориентирована по направлению север-юг (ан-

тенна

расположена севернее

Наблюдаемыми данными являются выборки

0 1

( ,..., )

x x

−

′ ′ ′

0 1

( ,..., )

y y y

−

′

0 1

( ,..., )

z z z

−

′ ′ ′

, полученные дискретизацией про-

цессов, принятых элементами АР.

Матрица идеальных (неискаженных) наблю-

даемых данных

( , , )

x y z

( , )

A Bs

θ β +Ξ

∆

60°

60º

326

( , , )

′ ′ ′

= = =

x x y y z z

, в которой

(

)

1 1

( , ) (

θ β ), (θ β ), ( β )

k k d d

A θ β = θa , a , a ,K K

–

матрица отклика АР.

{ }

diag

B b

– диагональная

матрица из амплитуд сигналов от ИРИ,

11 1 1

... ...

... ... ... ... ...

... ...

i N

d di dN

s s s

 

 

 

– матрица из отсчетов

комплексных огибающих d сигналов.

11 1 1

21 2 2

31 3 3

... ...

i N

ξ ξ ξ

 

 

Ξ = ξ ξ ξ

 

ξ ξ ξ

 

матрица из отсче-

тов шума. Матрица идеального отклика АР состоит

из векторов

cosθ cosβ

(θ β ) exp 2

cos(60 θ )cosβ

exp 2

k k k

k k

k k k

 

 

∆

 

 

= π

 

 

 

 

∆ −

 

 

 

 

 

 

a ,

характеризующих отклик АР на направление k-го

ИРИ с азимутом

и углом места

– несущая

частота сигнала от k-го ИРИ.

Неидеальность АР обусловлена неконтролируе-

мыми переотражениями сигналов, принятых одной

антенной в соседние, и неидентичностью амплитудных

и фазовых

характеристик трактов приема.

Поэтому процесс на выходе каждой антенны яв-

ляется суммой основных сигналов и вторичных, пере-

отраженных от соседних антенн. В матричной форме

принятые неидеальные данные записываются в виде

′

( , , )

′ ′ ′

x y z

( , )

CA Bs

θ β +Ξ

, где

( )

C I RR

= + Γ−

матрица искажений и неидентичности трактов приема.

Матрица

12 13

21 23

31 32

ρ ρ

 

 

= ρ ρ

 

ρ ρ

 

отражает взаимную

связь антенн, где

комплексный коэффициент вза-

имной связи между антеннами m и

, а неидентич-

ность трактов приема описывается матрицей

{

}

1 1 2 2 3 3

diag exp( ), exp( ), exp( )

j j jΓ = γ µ γ µ γ µ

Таким образом, без компенсации матрицы иска-

жений

( )

C I RR

= + Γ

невозможно сформировать не-

смещенные оценки УК ИРИ ни одним алгоритмом, в

котором прямо или косвенно реализован фазовый ме-

тод.

Алгоритм калибровки АР. Оценка матрицы

искажений

Калибровка АР проводится в соответствии с ал-

горитмом, разработанным в [4]. Данный алгоритм

относится к автономным методам калибровки. Пред-

полагается, что в рабочем диапазоне частот антенна

имеет плоскую амплитудно-частотную характери-

стику, и в канале присутствует только один ИРИ.

Линейной фильтрация или выделение калибровоч-

ного сигнала методами подпространств позволяет

обобщить данный алгоритм калибровки на случай

присутствия в принятых данных нескольких сигна-

лов от ИРИ.

Калибровочный ИРИ занимает Q различных

положений относительно АР, причем

≥

принятые

АР

данные

для

го

положения

калибро

вочного

источника

q Q

≤ ≤

Методика

оценки

матрицы

искажений

заклю

чается

следующем

цикле

по

от

до

выполняются

сле

дующие

действия

• Формируется

матрица

наблюдений

• Вычисляется

разложение

diag( )

q q q q

X U V

= Λ

по

сингулярным

векторам

q q

U V

числам

• Оценивается

сигнальное

подпространство

1 2 3

( , , )

q q q q

u u u=u

как

вектор

соответствующий

максимальному

собственному

числу

из

• Вычисляется

вектор

2 3

(1, , )

q cq cq

a a=

q q

u u

1,3

ς =

• Вектор

записывается

расширенную

матрицу

отклика

антенной

решетки

( , , ,..., )

c q Q

A =

c c c

a a a

Вычисляется

оценка

матрица

искажений



( )

H H

C A A AA

−

которой

(

, ,

,...,

)

q Q

A =

a( ) a( ) a( )

матрица

неис

каженного

отклика

АР

для

положений

калибро

вочного

источника

помощью

полученной

оценки

матрицы

иска

жений

калиброванные

данные

вычисляются

ре

зультате

преобразования

данных



C X

−

′

Исследование алгоритма калибровки стати-

стическим моделированием

Исследование

алгоритма

калибровки

проведено

совместно

алгоритмом

совместного

обнаружения

оценивания

статистическим

имитационным

модели

рованием

неидеальной

АР

алгоритмов

калибровки

обнаружения

оценивания

параметров

ИРИ

Цель

исследования

состояла

Оценке

точности

совместных

оценок

направ

ления

частоты

ИРИ

при

различных

значениях

от

ношениях

сигнал

шум

при

калибровке

ее

отсутст

вии

Взаимном

сравнении

точности

оценок

при

различных

положениях

калибровочного

источника

327

Уровень шума полагался неизвестным и оцени-

вался в процессе моделирования.

В результате моделирования получены частотно-

азимутальные, частотно- временные и угломестные

панорамы при различных значениях отношения сиг-

нал-шум. На основании данных результатов построены

характеристики обнаружения сигнала и характеристи-

ки точности - зависимости СКО оценок азимута и угла

места при различных коэффициентах взаимного влия-

ния антенн.

Установлено, что

1. Значения вероятности обнаружения практи-

чески не

зависят от коэффициента взаимного влия-

ния антенн, различие в пороговом отношении сигнал-

шум по уровню 0.9 составляет не более 2 дБ и обу-

словлено биениями между основными и переотра-

женными сигналами.

2. Все оценки азимута и угла места с калиб-

ровкой являются несмещенными. Тогда как в отсут-

ствие калибровки наблюдается смещение оценок

3. Точность оценок при калибровке АР зависит

от отношения калибровочного сигнала к шуму и по-

вышается при его увеличении.

4. Для получения несмещенных оценок доста-

точен шаг калибровки 10°. Дальнейшее уменьшение

шага калибровки из-за вычислительных погрешно-

стей приводит к снижению точности и росту СКО

оценок.

Исследование алгоритма калибровки по экс-

периментальным записям

Исследование проведено на основе записей ре-

альных сигналов, сделанных с помощью трехканаль-

ного приемника, подключенного к АР. Расположение

АР соответствует модели рис.1. Записи сделаны в

ограниченном секторе пространства на частотах 3, 6,

9 МГц, на которых при испытаниях наблюдалось су-

щественное смещение оценок УК ИРИ.

Матрица искажений оценивалась по 4096 отсче-

там. Оценка азимута также формировалась алгорит-

мом по 4096 отсчетам 100 раз. Также были получены

оценки азимута и угла места при отсутствии калиб-

ровки.

На рис. 2 приведена зависимость смещения оце-

нок азимута от своего истинного значения для раз-

личных значений азимута при отсутствии калибровки

(кривая 1) и при ее наличии (кривая 2) для сигналов с

частотой 3МГц.

При калибровке смещение оценок азимута со-

ставляет 1…4º в секторе калибровки. Увеличение

смещения происходит на границах сектора и состав-

ляет 6.6…7.5º. При отсутствии калибровки сущест-

венное смещение оценок азимута наблюдается прак-

тически во всем исследуемом секторе.

Для записей с центральной частотой 6 и 9 МГц

были проведены 2 эксперимента с калибровкой.

В первом эксперименте матрица искажений

формировалась по данным от всех калибровочных

ИРИ. Оценка азимута формировалась по данным

конкретного калибровочного ИРИ.

Во втором данные от калибровочного ИРИ,

для которого оценивались азимут и угол места, ис-

ключались при формировании матрицы искажений.

Рис. 2.

Сравнение смещений оценок азимута обоих

экспериментов показывает незначительное увели-

чение смещения примерно на 0.2º при исключении

обрабатываемой записи из формирования оценки

матрицы искажений.

В записях с центральной частотой 6 и 9 МГц с

помощью записей генератора контрольного сигнала

была скомпенсирована неодинаковая начальная

фаза в каналах приема. Так что остаточное смеще-

ние оценок УК обусловлено только влиянием ан-

тенного окружения. По выровненным записям с

помощью алгоритма калибровки оценена матрица

искажений, которая отражает влияние только ан-

тенного окружения.

Для всех полученных оценок УК вычислены и

построены на рис. 3 и 4 зависимости смещения ази-

мута от положения ИРИ при различных методах

обработки. Рис. 3 соответствует частоте 6МГц, а

рис. 4 частоте 9 МГц.

Кривая 1 получена в отсутствие калибровки,

кривая 2 соответствует калибровке без предвари-

тельной компенсации начальной фазы в каналах,

кривая 3 – отсутствию калибровки при предвари-

тельной компенсации начальной фазы в каналах, а

кривая 4 – калибровке с предварительной компен-

сацией начальной фазы в каналах.

Из рис. 2 - 4 следует, что

1. Отсутствие калибровки АР приводит к не-

достоверным, смещенным оценкам УК ИРИ.

2. Калибровка АР по исследуемому алгорит-

му позволяет существенно уменьшить смещение

оценок УК.

328

3. Устранение неидентичности каналов приема

за счет компенсации начальной фазы в каналах по-

зволяет уменьшить смещение оценок УК, однако

Рис. 3

Рис.4.

остаточное смещение оценок, обусловленное антен-

ным окружением, составляет 5º…10º и является не-

приемлимым.

4. Компенсация начальной фазы практически

не влияет на эффективность калибровки. Остаточное

смещение при компенсации начальной фазы и при ее

отсутствии составляет не более 5º.

Таким образом, исследование алгоритма калиб-

ровки совместно с алгоритмом совместного обнару-

жения и оценивания параметров ИРИ, проведенное

по записям реальных сигналов, свидетельствует об

эффективности исследуемого метода калибровки.

Результаты статистического имитационного

моделирования, выполненные при допущении о

плоском фронте волны, показывают, что при всех

значениях коэффициента взаимного влияния ан-

тенн оценки УК несмещенные. Тогда как по ре-

зультатам исследования по реальным записям сиг-

налов наблюдается смещение оценок УК калибро-

вочного ИРИ.

Одна из возможных причин проявления сме-

щения на некоторых азимутах связана с допущени-

ем о плоском фронте волны, тогда как калибровоч-

ный ИРИ, удаленный от АР на небольшое расстоя-

ние, изучает волну сферическую.

Поэтому в дальнейших исследованиях плани-

руется учесть сферический фронт волны от калиб-

ровочного ИРИ для повышения эффективности

алгоритма калибровки.

Список литературы.

1. Шевченко М. Е. Алгоритм совместного об-

наружения и оценивания параметров источников

радиоизлучения. // Изв. вузов России. Радиоэлек-

троника. 2009. Вып. 1. С. 23–30.

2. Шевченко М. Е. Алгоритм совместного об-

наружения и оценивания частоты, пеленга и угла

места множества ИРИ при трехэлементной антен-

ной решетке на основе ESPRIT-подхода // 7-й Меж-

дунар. симпозиум по электромагнитной совмести-

мости и электромагнитной экологии: Сб. тр., СПб.,

26-29 июня 2007. СПб: Изд-во СПбГЭТУ «ЛЭТИ»,

2007. С. 133–136.

3. Shevchenko M. E. The algorithm of joint de-

tection and frequency, signal, directional of arrival es-

timation of radio sources at a three–element array //

The proceedings of 8-th international symposium on

electromagnetic compatibility and electromagnetic

ecology June 16–19 2009 Saint-Petersburg p. 63-64.

4. Lemma A.N. Experimental analysis of antenna

coupling for high-resolution DOA estimation algo-

rithms / E.F. Deprettere, A.N. Lemma, A.J. van der

Veen // SPAWC '99. 1999. p. 362-365.

329

К РАЗРАБОТКЕ АНАЛИТИЧЕСКИХ МЕТОДОВ ОЦЕНКИ

УСТОЙЧИВОСТИ ФУНКЦИОНИРОВАНИЯ РЕЛЕЙНЫХ

АВТОКОЛЕБАТЕЛЬНЫХ ЭЛЕКТРОРАДИОЭЛЕКТРОННЫХ СИСТЕМ

А.

Г.

ИЛИНА

ОССИЯ

М.

В.

ОКЛАКОВА

ОССИЯ

Э.

П.

ЕРНЫШЕВ

ОССИЯ

Санкт-Петербургский Государственный Электротехнический университет «ЛЭТИ», mary-v-s@yandex.ru

Аннотация. При проектировании электрорадиоэлектронных систем, работающих в условиях

естественных и искусственных помех, нередко используются релейные устройства управления,

которые могут привести к автоколебательным режимам работы. В ряде случаев автоколебания в

релейной системе могут быть симметричными, несимметричными, более сложной формы. В докладе

представлена более общая методика анализа устойчивости автоколебаний, которая позволяет

оценить и такие ситуации.

Abstract. At designing of the electric and radio-electronic systems working in the presence of natural and

artificial interferences, relay control means which can lead to self-oscillatory operating modes are quite often

used. In some cases self-oscillations in relay system can be symmetric, asymmetrical, have more difficult

form. Authors in the given work present the more general technique of the analysis of stability of self-

oscillations which allows estimating and such situations.

Введение

Релейные устройства управления благодаря

быстродействию и помехозащищенности часто

используются при проектировании

электрорадиоэлектронных систем. Режим

автоколебаний (АК) является обычным для работы

релейных систем (РС).

Авторами ранее разработаны как аналитические

методы описания «в замкнутой форме» АК в таких

системах [1], так и аналитический метод оценки

устойчивости простых симметричных режимов АК

[2]. Эти работы позволили охватить и такие режимы

[3], которые классическая приближенная теория

анализа нелинейных систем [4] рассчитать не могла.

Предлагаемые методы аналитической оценки

устойчивости базируются на применении теории [5]

дискретных цепей (ДЦ).

В результате в сугубо нелинейной задаче

анализа АК удалось получить строгие аналитические

решения («в замкнутой форме»), что является

важным научным результатом в теории нелинейных

систем, позволяющим оценивать эффективность

приближенных методов расчета.

Однако АК в РС могут быть не только

симметричными с нормальным гистерезисом, но и

несимметричными, и сложной формы (с рядом

переключений за основной период АК). В связи с

этим авторами разрабатывается более общая

методика анализа устойчивости АК, которая

позволит оценить и такие ситуации.

Постановка задачи

Рассматривается замкнутая одноконтурная РС,

нелинейный элемент (НЭ) которой описывается

прямоугольной релейной характеристикой с

гистерезисом:

[

]

( ) sign ( ) sign ( )

y t a x t d y t

= + −

, (1)

причем в (1) высоту гистерезисной характеристики

и порог срабатывания

считаем

нормированными;

( )

x x t

≡

( )

y y t

≡

– входная и

выходная переменные НЭ (1);

– время;

lim( )

t t

− = −α

при

α →

Цепь обратной связи РС, т.е. ее линейная часть

(ЛЧ), описывается передаточной функцией (ПФ)

общего вида:

(1 ... )

( )

(1 ... )

k b s b s

X s

H s

Y s

a s a s

+ + +

= = − =

+ + +

( )/

( )

( ) ( )

kB s a

kB s

A s s s

= − = −

−

∏

(2)

причем

(2)

степень

полинома

числителя

m n

≤ −

предполагается

на

порядка

меньшей

полинома

знаменателя

что

позволяет

считать

переходную

характеристику

(

ПХ

)

ЛЧ

( ) ( )

h t H s s

импульсную

характеристику

(

ИХ

)

( ) ( )

h t H s

непрерывными

функциями

;

коэффициенты

, ,

i i

k a b

положительны

;

–

аргумент

преобразования

Лапласа

( ) ( )

x t X s

( ) ( )

y t Y s

–

оригиналы

изображения

по

Лапласу

сигналов

;

корни

знаменателя

ПФ

(1)

предполагаются

некратными

Устойчивость

системы

(1), (2)

будем

анализировать

по

Ляпунову

0 0

(0) ( ) ( )

x x t

≤ ε → ≤β ε

(3)

согласно

(3)

АК

устойчивы

если

при

начальной

вариации

переменной

(0)

меньшей

бесконечно

330

малой

, текущее значение вариации

( ) ( ) ( )

x t x t x t

= −

будет меньшим бесконечно

малой

, зависящей от

(здесь

– возмущенное

значение [4] переменной).

Аналитическое описание автоколебаний

Процедура расчета [1, 2, 3], необходимая для

дальнейшей оценки устойчивости АК, базируется на

методе вычисления ряда Фурье «в замкнутой форме»

[5]. Поскольку на выходе НЭ сигнал

( )

y t

описывается согласно (1) периодической

последовательностью прямоугольных импульсов, то

(в случае симметричных АК) изображение условного

I-го полупериода АК:

1 1

( ) ( ) (1 )

y t Y s e

−

÷ = −

, (4)

причем в (4)

τ =

– искомый полупериод АК

(

– период АК), а исходное переключение НЭ

происходит при

Поскольку для симметричных АК (с

единственным переключением при

внутри

периода

; для сравнения и контроля

разрабатываемого метода рассматривается именно

этот случай)

( ) ( )

x t x t

= ±τ

( ) ( )

y t y t

= ±τ

, (5)

то на основании (4), (5) описание выходного сигнала

НЭ

1 1 1

( ) ( ) ( ) ( 2 ) ...

y t y t y t y t

= − −τ + − τ − ÷

(

)

( ) ( ) 1

Y s Y s e

− τ

÷ = +

, (6)

причем в (6) использована формула суммы

убывающей прогрессии.

Условно полный сигнал на выходе ЛЧ (на входе

НЭ):

( ) (1 )

( ) ( ) ( )

(1 )

H s e

X s H s Y s

s e

− τ

−

= = =

1 св вын

(1 )

( ) ( ) ( )

(1 )

H s X s X s

− τ

−

= = +

, (7)

причем в (7) свободная составляющая решения

св

( )

X s

s s

−

∑

, (8)

а вынужденная составляющая

вын

( )

X s

− τ

, (9)

т.е. (9) определяется математической формой

воздействия (6).

В (7) также выделим ПХ:

( )

H s k

H s

s s s s

= = − + ÷

−

∑

( )

s t

h t k Be

÷ = − +

∑

(10)

причем коэффициенты

в (10) определяются по

формулам

( ) ( )

i i

B s s H s

= −

s s

→

. (11)

Коэффициенты

в (8) находят аналогично

(11):

( ) ( )

i i

A s s X s

= −

при

s s

→

;

следовательно,

(1 ) (1 )

i i

s s

i i

A B e e

− τ − τ

= − +

, (12)

т.е.

согласно (11) и (12) тесно связаны.

Условно I-ый период вынужденной

составляющей в (7)

[

]

1 П св

( ) ( ) ( ) (1 )

X s X s X s e

− τ

= − +

С учетом рассматриваемого интервала

< < τ

и формул (11), (12)

1 1 св

( ) ( ) ( )

i i

B A

X s H s X s

s s s

−

= − = − + =

−

∑

k e

s s s e

− τ

 

−

= − + − =

 

− +

 

∑

( )(1 )

s s s e

− τ

= − +

− +

∑

, (13)

т.е. согласно (13) описание АК в интервале

полупериода

< < τ

( ) 2 ( )

x t k B e x t

−

= − + =

∑

. (14)

Искомый полупериод АК находят из условия I-

го переключения НЭ в момент

при

(0) 1

x d

= =

согласно (1), т.е. из (14) следует:

(

)

(0) 2 1 1

x k B e

− τ

= − + + =

∑

, (15)

причем условие (15) для определения полупериода

АК

вытекает из непрерывности

( )

x t

согласно (2)

при

m n

≤ −

Метод оценки устойчивости симметричных

автоколебаний

Предположим, что под действием

«исчезающего» возмущения [4] вида дельта-функции

( )

ε δ

с бесконечно малой площадью

сигнал на

входе НЭ

вх 0

( ) ( ) ( )

f t t x t

= ε δ +

В результате происходит преждевременное на

∆

срабатывание НЭ. Вариация сигнала на выходе

НЭ

в соответствии с (1) будет представлять

собой короткие знакочередующиеся

прямоугольные

импульсы, которые можно приближенно заменить

дельта-функциями: