Жук М.С., Молочков Ю.Б. Проектирование антенно-фидерных устройств

Подождите немного. Документ загружается.

оценку секторов прозрачности можно провести, считая,

что й=Ц2.

Если п—\ и

d =

X/2,

то сектор прозрачности систем

типа полосовых фильтров охватывает угол •& от 0 до 90°,

а его центру соответствует 0

ср

30°,

если ср лежат впер-

вой и второй четвертях, и углы от —90° до 0 и fl

—30°,

если ф лежат в третьей и четвертой четвертях.

Если

п = 2

d —

X/2,

то сектор прозрачности состоит

из двух полусекторов, которым соответствуют углы -&

0—90° и —90°—0, а #

ср

равны ±90°. Излучению по нор-

мали соответствует запирание системы.

Таким образом, в антеннах без сдвига фазы в цепях

излучателей при п=\;

п = 2

качание ДН в секторе, сим-

метричном относительно нормали, невозможно.

Если

п = Ъ

d =

X/2,

то сектор прозрачности охваты-

вает углы й от —90° до +90° с

•&

—30°

для систем

с нормальной дисперсией и Ф

ср

=+30° для систем

с аномальной дисперсией фазовой скорости. Здесь воз-

можно качание ДН в секторе, симметричном относитель-

но нормали.

Если

п = 4

d =

X/2,

то сектор прозрачности охваты-

вает угльГоТ—90° до +90° с fl

Использование дополнительных фазовых

сдвигов Ф в цепях излучателей позволяет сместить

сектор прозрачности на нужные направления. Фиксиро-

ванные фазовые сдвиги Ф могут быть получены, напри-

мер,

за счет разной длины отрезков линий, идущих

к излучателям. Однако применение постоянных фазозра-

щателей в линиях, идущих к излучателям, не является

обязательным, так как фазовые сдвиги на я и ±л/2

можно получить за счет изменения связи излучателей

с питающим волноводом. Для обеспечения сдвига фазы

на я применяют переменнофазное возбуждение излуча-

телей (см. § 5-5); фазовые сдвиги на ±я/2 получают за

счет возбуждения соседних излучателей компонентами

поля в питающем волноводе, сдвинутыми по времени на

четверть периода.

Использование

= я и ±я/2 позволяет сместить

центр сектора прозрачности так, чтобы он совпадал

с нормалью к антенне. Так, при п=\;

с/

0,5Я,

и углах ф,

лежащих в первых двух четвертях, для этого необходим

сдвиг

—я/2;

сектор расположен на углах ft от —30

до +30°. Если углы ф лежат в третьей и четвертой чет-

вертях, то такой же результат получается при

= я/2.

431

При

и of=0,5 К использование фазового сдвига

Ф = я позволяет получить сектор от —90 до +90° с цент-

ром, совпадающим с нормалью к антенне.

Дополнительное снижение потерь в системах с

гс

можно получить, применяя двухъярусные замедляющие

системы |[Л. 34]: встречные гребенки (рис. 8-57,а) или

Рис 8-57. Волноводные системы с двухъярусным располо-

жением ячеек.

сдвоенные цепочки резонаторов (рис. 8-57,6). При нали-

чии дополнительных фазовых сдвигов па л сектор про-

зрачности охватывает углы

•&

от —90 до +75° с центром,

ориентированным по нормали к антенне. Потери в таких

системах в 3—4 раза ниже, чем в ребристых импеданс-

ных системах.

Если снижение потерь не очень актуально (например,

в коротких антеннах) и требуется широкий сектор кача-

ния, то следует применять системы с

п = 4

без дополни-

тельных фазовых сдвигов. Они обладают хорошей рав-

номерностью характеристик антенны в секторе углов от

—90 до +90°.

С помощью частотного управления можно осущест-

вить отклонение ДН плоской решетки в обеих глав-

ных плоскостях. Это достигается за счет исполь-

зования главных максимумов высших порядков в ДН

одной из составляющих линейных решеток.

Действительно, если частота генератора меняется

в широких пределах, то, кроме основного главного ма-

ксимума, в ДН будут появляться главные максимумы

высших 'порядков, соответствующие значениям тф\

(см.

5-14):

cos

0гл

= д}гт-~-л* J-.

(

°)

где

1Л

= у

—

&гл.

432

Здесь т может принимать любые целые значения

т=±\; ±2; ±3

Основные закономерности частотного качания при

изменении частоты в широких пределах можно получить,

полагая, что питающая линия не обладает дисперсией

[Л.

35]. В этом случае при изменении частоты первое

слагаемое правой части равенства (8-90) остается по-

Рис 8-58. Зависимость направления глав-

ного максимума от параметра \

dfk.

стоянным. Изменение направления главного максимума

происходит только за счет второго слагаемого.

Введем для сокращения записи следующие обозначе-

ния:

Величина

jrai

имеет физический смысл эквивалентного

замедления волнового процесса, «возбуждающего» из-

лучатели решетки.

Величина | пропорциональна частоте — это число

волн, укладывающихся между соседними излучателями.

Графики, показывающие изменение 6

ГЛ

в зависимости

от параметра | при постоянном п

1пв

, приведены на

рис.

8-58.

Максимум ДН решетки при увеличении частоты (уве-

личении I) проходит положения от 0 до я т раз. При

малых I существуют области частот, в которых ДН не

имеет главного 'Максимума.

Период по I прохождения главным максимумом ДН

какого-либо направления 0 равен:

Г = .

{

—^пг (8-92)

"вив — COS

28—2541

433

Наклон кривых б

гл

при увеличении g увеличивается. На-

чиная со значения

0,5

проекции кривых на ось абс-

цисс накладываются друг на друга. Это соответствует

появлению в ДН на этих частотах двух главных макси-

мумов. Отношение максимальной и минимальной частот,

соответствующих появлению и исчезновению любого

главного максимума, равно:

ЧМЛ1.

?мин

(8-93)

Кроме кривых, характеризующих положение главного

максимума, на рис. 8-58 приведены кривые, показываю-

щие положение нулей, ограничивающих главный лепе-

сток ДН. Эти кривые определяются выражением

cose

= «

obB

—у-±-^|-, (8-94)

они сдвинуты по оси S относительно б

гл

на величину

а =

гЬ-тт7

- к—;. (8-95)

#(«,,,,

в—

COS

в, л) '

где N

—

число излучающих элементов в решетке.

Практический интерес представляет качание ДН в за-

данном секторе (б

). При этом коэффициент перекры-

тия по частоте определится как

Язи

—cos

(8-96)

Смин ^эьв — COS Oi

Максимальное значение 5 равно:

,. 1

2я

| в — cos

— cos 9

(RQ7\

«макс—

cosei

_cos8

/V(cos8,—cos9

)(n

, в —cosB,)"

[

Интервал частот, определяющий перемещение одного ма-

ксимума ДН, соответствующего номеру т, равен:

м (cos

cog В,)^

(Пз,

в— cos в,)(Пл в—

COS

9e)

Рассмотренные зависимости позволяют построить

плоскую решетку с частотным двумерным качанием ДН.

Такую решетку (рис. 8-1) рассматриваем как линейную,

состоящую из линейных излучателей (см. § 8-1).

434

При этом необходимо обеспечить во всем диапазоне

частот наличие в секторе качания только одного главно-

го максимума. Это достигается при выполнении усло-

вия

, </„<%=-. т. е. ?

ма

кс<0,5. (8-99)

Введем обозначения:

€

= ^-; *=£-• (8-ЮО)

ДН каждой из линейных решеток при изменении ча-

стоты совершает качание, период которого зависит от

эквивалентного замедления в данной решетке (см. 8-92).

Для обеспечения двумерного качания надо выбрать эк-

вивалентные замедления по осям таким образом, чтобы

за период качания ДН одной линейной решетки диаграм-

ма другой решетки совершила несколько качаний. При

таком выборе эквивалентных замедлений ДН двумерной

решетки «просмотрит» определенный сектор пространст-

ва. Максимум главного лепестка прочертит при этом

на поверхности единичной сферы определенное число

строк (в направлении оси Оу на рис. 8-1). Начало и ко-

нец строки определяются следующими значениями |

[Л.

35]:

• т

+ tm

_,_

•птч-— о . 9. , —

4+4-1

-1 / Г

+ tm

+ (

(т

и)

(8 101)

- V [

ni +

nt-i \ 4+4-''

где п

, п

— эквивалентные замедления по осям х и у;

знак плюс соответствует началу строки, знак минус-

—

концу.

При использовании полного сектора от 0 до я интер-

вал величин £, необходимый для перемещения максиму-

ма ДН по одной строке номера т, определяется выра-

жением

Д&„

'•V

+ШуП

> 1 ° 1

(8-102)

28*

435

Если используется сектор качания от Ь

до б

, то пре-

делы изменения Д£

как функции от ограничиваются прямой

дй,,

е^

«(cose,

— cos

)

^ (л

8кв

-cosB,) (л

Э1В

-cos 8

) • KO-ivo)

Приведенные соотношения позволяю] произвести расчет

плоской решетки, питаемой линией без дисперсии и обес-

печивающей постоянный просмотр заданного сектора про-

странства (6

, by

) при коэффициент перекрытия частот-

ного интервала

•#

= /

ма

кс/7мин-

Расчет проводится по формулам:

2Bsiny 9„

= ^

zri

p, (8-105)

где Ястр

—

число горизонтальных строк;

sin у

1 I 1

в^Т \(

—

)

sla

~2~

(8-106)

где

Е[М]

— целая часть числа М.

Интервалы частот, которые при этом должны быть

использованы, определяются формулами (8-102) и

Питающие линии антенн с частотным управлением

могут выполняться на основе волноводов, коаксиальных

и полосковых линий и т. д. Для того чтобы оценить свой-

ства той или иной питающей линии, достаточно знать да-

ваемое ею фазовое замедление, его зависимость от ча-

стоты и коэффициент затухания.

Для ориентировки ниже приведены краткие харак-

теристики наиболее распространенных линий (рис. 8-59)

и их данные, рассчитанные для антенны 3-сантиметро-

вого диапазона с качанием ДН в секторе углов 40°

[Л.

36].

Прямоугольный волновод (рис. 8-59,а) обладает ма-

лым затуханием, но даваемая им углочастотная чувст-

вительность невелика. На А,=3,2 см затухание имеет

436

njJJJ'jss/^s.T

ь)

, —i '

?.;.7ТГ,У.У.|

•

a'—J

- BE

;

„ :'

2«S

-J

Ы-

e> ft •©

3=f

^— ' T

£|

£2

«) Ш>.

)

Ш>)

zzzzzzzzzrr

A I -T.

Рис 8 59 Некоторые канализирующие системы

антенн с частотным управлением ДН

437

порядок 0,5 дб/м, что позволяет при к. п. д. антенны

•~90%

получить ширину ДН порядка Г (Л. 33]. Для ка-

чания ДН переменнофазной антенны в указанном выше

секторе необходима девиация частоты 14%, т. е. угло-

частотная чувствительность имеет порядок 3 град/%.

Волновод, частично заполненный диэлектриком

(рис.

8-59,6), имеет значительные потери порядка

1,2 дб/м (на

= 3,2 см); его недостатком является необ-

ходимость в диэлектрике высокого качества как в отно-

шении равномерности его диэлектрических свойств, так

и по геометрическим размерам.

Спиральный и змейковый (рис. 8-59,г) волноводы

позволяют получить углочастотчую чувствительность,

лежащую в пределах от значений, характерных для пря-

моугольного волновода, до значительно больших вели-

чин. При этом коэффициент затухания увеличивается

незначительно. Например, в 3-сантпметровом диапазоне

змейковый волновод приемлемых размеров обеспечива-

ет сканирование в указанном секторе при девиации ча-

стоты 6% и затухании 0,7 дб/м.

Волновод с ребристой структурой (рис.

8-59,в)

обла-

дает высокой дисперсией, однако даваемые им потери

весьма велики: на

= 3,2 см коэффициент затухания

имеет порядок 2 дб/м. Величина дисперсии в таком вол-

новоде может изменяться в значительных пределах с по-

мощью изменения угла скоса ребристой структуры

[Л.

37], Зависимости фазового замедления от длины вол-

ны для такой структуры, получившей наименование гре-

бенки со скошенным зубом (рис. 8-60), показывают, что

при угле скоса 45° система почти не обладает диспер-

сией.

Слабая дисперсия свойственна коаксиальной линии

со сплошным диэлектрическим заполнением (рис. 8-59,(9)

или с диэлектрическими шайбами (рис. 8-59,г). Для по-

лучения заметной дисперсионное™ применяется коакси-

альная линия с ребристой структурой на среднем проводе

(рис.

8-59,ж). Однако здесь, так же как и в ребристом

волноводе, потери весьма значительны.

Коаксиальная линия с центральным проводом в виде

спирали (рис.

8-59,з)

дает заметное замедление при

сравнительно (небольшой дисперсии. По своим данным

ока занимает промежуточное положение между обычной

коаксиальной линией и линией с ребристой структурой.

Все параметры линии могут легко варьироваться с по-

мощью изменения параметров спирального провода.

438

Большие возможности при частотном качании дают

схемы с преобразованием частоты. Схема с одним пре-

образованием частоты (см. рис. 8-33) дает возможность

осуществить качание ДН с помощью изменения частоты

гетеродина или изменения промежуточной частоты пу-

тем перестройки контуров УПЧ. В первом случае дис-

Рис.

8-00 Прямоугольный волновод со структурой в виде

гребенки со скошенным зубом

а — основные размеры; б — зависимость замедления от длины вол-

ны;

/ — с поперечной гребенкой, 2 — с гребенкой типа «скошенный

зуб».

персионные свойства линии передачи не играют роли, во

втором случае они должны быть учтены. Необходимый

диапазон перестройки гетеродина или усилителей яро-

межуточной частоты может быть определен из уравне-

ния (8-44).

Схема с двойным преобразованием частоты

(рис.

8-34) обладает независимой частотной настройкой,

которая осуществляется с помощью изменения частоты

первого гетеродина, и независимым от этого изменения

частоты управлением ДН антенны, которое производит-

ся с помощью изменения частоты второго гетеродина и

перестройки второго усилителя промежуточной частоты.

Необходимый диапазон перестройки может быгь опре-

делен из уравнения (8-45).

Во всех схемах частотного управления ДН необхо-

дим плавно перестраиваемый генератор; точность опре-

деления положения ДН зависит от его стабильности и

точности установки нужной частоты.

Основными недостатками схем с преобразованием

частоты являются: большие потери на преобразование

439

и необходимость в тщательном выравнивании фазы и

высокой фазовой стабильности преобразователей; важна

также высокая стабильность характеристик преобразо-

вателей во времени, а также стабильность усилителей

мощности, если схема с преобразованием применяется

в передающей антенне.

Схемы с преобразованием позволяют одновременно

сформировать несколько лучей при работе на передачу

или прием, а также одновременно работать в режимах

обзора и сопровождения.

8-5. МНОГОЛУЧЕВЫЕ АНТЕННЫЕ РЕШЕТКИ

Для создания нескольких независимых лучей в ли-

нейной решетке необходимо обеспечить независимое пи-

тание N излучателей от М входов. При этом амплитуд-

а) 6)

Рис.

8-61. Многолучевая линейная решетка с после-

довательным питанием.

а — схема питания; б

—

примерное положение главных ле-

пестков ДН пяти входов.

ное распределение должно оставаться примерно одина-

ковым, а фазовая характеристика—линейной, но с раз-

личным для каждого входа фазовым сдвигом между со-

седними излучателями. Для того чтобы антенна целиком

440