Попечителев Е.П. Кореневский Н.А. Электрофизиологическая и фотометрическая медицинская техника: Теория и проектирование

Подождите немного. Документ загружается.

Рис. 9.77. Временные диаграммы работы временного селектора

Автоколебания в этой схеме осуществляются при выполнении усло-

вий

> |U

Bblx

/(R

R4)

и U

<|U

BbIX

|R,/R

Эта схема представляет собой простейший преобразователь напряже-

ния — частоты (ПНЧ). Более совершенные схемы ПНЧ будут рассмотре-

ны в соответствующих разделах.

В [17] приводится пример использования ждущих мультивибраторов

для реализации схемы временной селекции Т-зубца в электрокардиосиг-

нале (рис. 9.76, в). Эта схема используется в электронном выделителе

R-зубца для его блокировки, когда в электрокардиосигнале Т-зубец по

амплитуде превышает R-зубец, что может привести, например, к ложно-

му определению R-R интервалов. Временной селектор Т-зубца выраба-

тывает блокирующие импульсы, длительность которых является функ-

цией R-R интервала. Ждущий мультивибратор

МВ1

формирует импульс

постоянной длительностью

= 80 -

100 мс.

Мультивибратор МВ2 собран

по схеме управляемого ждущего мультивибратора, длительность импу-

льса которого пропорциональна длительности R-R интервала (0,25 RR).

Мультивибратор

MB 1

запускается от схемы выделения R-зубца, напри-

мер компаратором R-зубца. По переднему фронту импульса, вырабаты-

ваемого МВ1, триггер Тр устанавливается в состояние единицы (см. вре-

менные диаграммы на рис. 9.77, б).

От заднего фронта сигнала с

МВ1

запускается мультивибратор МВ2,

который формирует импульс длительностью 0,25 RR предыдущего пери-

ода. Задний фронт импульса с МВ2 возвращает триггер в исходное сосго-

318

яние. Таким образом, на выходе схемы формируется сигнал и

вых

, длитель-

ность которого определяется как сумма длительностей импульсов с МВ1

и МВ2, то есть т

= т+ 0.25RR.

9.5.3. Интегральные таймеры

Для формирования импульсов заданной длительности и скважности

можно использовать специальные интегральные схемы—таймеры. Функ-

циональная схема одного из популярных таймеров

КР1006ВИ1

(зарубеж-

ные аналоги SE555, NE555) приведена на рис. 9.78.

В эту

схему входят два компаратора Ai

и А

RS-триггер, резистивный

делитель Rj—R

, выходные транзисторные каскады. Напряжение пита-

ния таймера

U„

может изменяться

пределах + 5 +

15 В.

Делитель на-

пряжения подает на нижний компаратор А

напряжение

U„

= U

/3, а на

верхний компаратор А] -

U„

= 2U

/3. Таким образом, если на клемме 2

таймера напряжение станет меньше, чем

UH,

то на триггер поступит сиг-

нал установки в единицу. Если на вход таймера 6 будет подано напряже-

ние больше, чем U

, то компаратор А| выработает сигнал установки в

ноль триггера Т. Кроме этого для триггера Т имеется дополнительный

вывод установки в ноль (контакт 4). Если на вход 4 подать напряжение

меньше

0,4 В

(логический

ноль для

цифровых микросхем), то независимо

от состояния компараторов триггер устанавливается в состояние ноль

(высокий потенциал на инверсном

входе

триггера

Т).

Высоким потенциа-

лом на инверсном выходе триггера открывается транзистор VT

, подавая

на выход 7 таймера низкий Потенциал, то есть нулевой сигнал со входа 4

таймера имеет высший управляющий приоритет. Этот сигнал является

для таймера сигналом разрешения

Е:

если Е =

то работа таймера разре-

шена, если Е =

триггер таймера находится в состоянии

ноль.

Вторым по

старшинству является сигнал U

, подаваемый на вывод

Этот сигнал яв-

ляется инверсным для установки триггера Т в состояние «1» вне зависи-

мости от сигнала

со

входа

6. Самый младший прио-

ритет у непрерывного

сигнала U

, подаваемого

на вход 6. Этот сигнал

при Е =

и условиях

U„ и

устанав-

ливает триггер в состоя-

ние «ноль».

Выходной каскад

триггера, построенный на

транзисторах VTi и VT2,

обеспечивает ток до

319

Е ви

и;

Ц:

S О

VD^J

RJ R„

V'-

- v, с

~X~2

Е ВИ и;

Но

1=10

I»

iVn

(T)

В) г) Д)

P и с. 9.79. Типовые схемы мультивибратора на таймере КР1006ВИ1

100 мА, то есть такой ток может обеспечивать управление цепями сред-

ней мощности вплоть до релейных схем.

В таймере имеется вход, позволяющий управлять опорными напря-

жениями компараторов (контакт 5). Если он не используется, рекоменду-

ется заземлять его через шунтирующий конденсатор С

. Временные па-

раметры импульсов, формируемых генераторами, которые собираются

на базе таймера, слабо зависят от изменения напряжения питания и тем-

пературы и определяются внешними по отношению к интегральному

компаратору элементами.

На

рис.

9.79, а изображена схема автоколебательного мультивибрато-

ра на таймере КР1006ВИ1. В этой схеме используется времязадающая

цепь на резисторах Ri и R

и конденсаторе

Конденсатор С

шунтирует

вход 5. Временные диаграммы работы таймера в режиме мультивибрато-

ра показаны на рис. 9.79, б. После включения напряжения питания кон-

денсатор С

начнет заряжаться от источника

через резисторы Ri и R

Но сначала напряжение на нем невелико, а напряжение на входе компара-

тора А

не превышает величины U

/3.. Триггер Т установлен в состоя-

нии ноль, транзистор VTi открыт, напряжение U3 равно единице (см.

рис. 9.78).

Для определения напряжения на емкости

С„

воспользуемся формулой

(9.39). Для интервала времени 0<t<to

320

o(t) = U

(l -е-"'),

где xi = (Ri + R

)C„, U

— напряжение питания.

В момент времени, когда U

o(t) = U„/3, компаратор А

снимает сигнал

установки в ноль триггера Т, но своего состояния он не меняет. В момент

времени to, когда U

o(t) = 2U„/3, срабатывает компаратор А

устанавли-

вая триггер Т в состояние «ноль», транзистор VTi закрывается, VT

от-

крывается, на выходе 3 устанавливается состояние «0». Открывается так-

же транзистор VT3. Транзистор

VT3

подключает почти к «земле» 7-й вы-

ход таймера, в результате чего через сопротивление R

и открытый пере-

ход VT

емкость С

начнет разряжаться. Учитывая совместно два

уравнения

| U

(t) =

U„ (1

- е

');

(t)=2U

/3,

для момента времени to можно получить

TO =

Т]1пЗ

= l,l(Ri + R

Для интервала цремени (to - ti), когда конденсатор разряжается через

, без учета падения напряжения на открытом транзисторе

VT3

на осно-

вании (9.39) можно записать

(t) = (2U

/3)e-"\ (9.44)

где т

= R

— постоянная времени разряда.

Когда напряжение U

i(t) падает до величины U„/3 через компаратор

, триггер вновь переключается в состояние единицы, VT

и VT3 закро-

ется, VTi откроется, напряжение на третьем выходе переключается на вы-

сокий уровень (логическая единица). Конденсатор С„ вновь начнет заря-

жаться до U

(t) = 2U„/3

т. д. Для момента времени ti справедливо равен-

ство U

,(ti) = U„/3, откуда, учитывая (9.44), получим

ti = т

1п2 = 0,693R

. (9.45)

Для интервала (ti -1

) с учетом (9.39) можно записать

(t) = U

+ (Ц/3 -

U„)

е-'

', (9.46)

для времени t

— U

) = 2U„/3, поэтому с учетом (9.46) можно записать

= T,ln2 = 0,639(R, + R

. (9.47)

На основании (9.45) и (9.47) получим

Т = 0,639C

(R, + 2R

); Q = 2 + (R,/R

13 Электрофизиологическая и фотометрическая 385

медицинская технология

321

Для получения импульсов меандра (импульсы при Q = 2) нужно вы-

полнить условие

= 0, но тогда при открывании

VT3

через него пойдет

большой ток и он может сгореть, поэтому рекомендуют выбирать

R, > 1К.

Для получения меандра можно использовать другие схемы, которые

основаны, например, на методах разделения цепей заряда и разряда вре-

мязадающей емкости. На

рис.

9.79, в показана схема с раздельным управ-

лением зарядом/разрядом времязадающей емкости, с последовательно

включенными переменными резисторами, которые обеспечивают регу-

лировку длительности и периода следования Импульсов. В этой схеме С„

заряжается через R|, R

и открытый диод VD|, а разряжается через откры-

тый диод VD

И резистор R3.

Схема одновибратора на таймере представлена на рис. 9.79, г. Цепь

запуска состоит из элементов

R3,

Сз и VD, времязадающая цепь R

, С

В ждущем режиме на выходе таймера формируется низкий потенциал

(рис. 9.79,

д).

Исходно на входе S таймера (вход

резистором

поддер-

живается напряжение U

> U„, триггер Т в нуле, транзистор VT

открыт,

вывод 7 таймера имеет потенциал «земли», емкость С„ разряжена. Если

на вход S подать отрицательный запускающий импульс (по заднему

фронту запускающего сигнала)

так,

что в течение некоторого времени бу-

дет обеспечиваться выполнение соотношения U

U„, то

триггер таймера

перейдет в единичное состояние, транзистор VT3 закроется и конденса-

тор С„ начнет заряжаться от

U„

через

Когда конденсатор зарядится до

величины 2U

/3, триггер возвратится в нулевое состояние и таймер вновь

окажется в исходном состоянии. Длительность импульса на выходе тай-

мера может быть рассчитана как

ln3

= 1,1R

Запуск одновибратора может осуществляться непосредственно пода-

чей сигнала на вход S или перепадом 1/0 на входе дифференцирующей

цепи. Вход 4 может использоваться для прерывания процесса формиро-

вания импульса.

На вход

может быть подано управляющее напряжение U

от источ-

ника с малым выходным сопротивлением, например с выхода ОУ, таким

образом можно управлять длительностью формируемого имцульса в со-

ответствии с формулой

= R

in[u;/(u;-u

)].

Входной ток компаратора А1 составляет примерно 0,1мкА, ток за-

крытого транзистора VT3 = 0,5 мкА. Этими токами определяется наи-

большее допустимое сопротивление резистора

Рекомендуемые значе-

ния

— [1кОм—ЮмОм]. Наименьшая возможная длительность t„

определяется параметрами таймера и равна приблизительно

мкс.

322

9.5.4. Генераторы линейно изменяющегося напряжения

По форме генерируемых сигналов ГЛИН разделяются на генераторы

пилообразного напряжения (ГПН)

генераторы напряжения треугольной

формы. Способ получения линейно изменяющегося напряжения основан

на

заряде

(разряде) конденсаторов постоянным током, а отличия в схемо-

технике ГЛИН сводятся к различным способам построения источников

постоянного тока. На рис. 9.80, а приведена диаграмма, иллюстрирую-

щая работу реального ГПН, а на рис. 9.80, б—диаграмма, иллюстрирую-

щая процесс формирования погрешности работы ГЛИН.

Относительная погрешность работы

ГПН

определяется

из

выражения

бпн

|AU

max

/(U ВЫХ.КОН и

вых

нвч)|)

где AU

max

= max|U ид ивых.нач |, и

ид

— мгновенное значение выходного

напряжения, соответствующее идеальному выходному сигналу; U^ —

мгновенное значение реального выходного напряжения; и

вых кон

и„ы

ач

—

напряжения соответственно в конце и начале цикла формирования ли-

нейно изменяющегося напряжения; t

— время прямого хода ГПН;

—

время восстановления (см. рис. 9.80).

Одна

из

широко используемых схем ГПН строится на основе генера-

тора с компенсирующей ООС (рис. 9.81, а). В этой схеме для задания на-

чальных условий (разряда конденсатора) используется ключ на полевом

транзисторе, управляющее напряжение на который подается от генерато-

ра прямоугольных импульсов. Формирование линейно изменяющихся

напряжений осуществляется при закрытом транзисторе. При размыкании

ключа конденсатор заряжается от входного

напряжения.

Удобно выбрать

= const =

Uo-

Для этой схемы без учета малых параметров можно за-

писать

BlIX

(t) = -U

[1 - e

_t/(I+k)RC

] .

погрешностей работы ГЛИН

323

joC

XLf

Uynp

иbxib—[

+ E

Ubx2«K

VTI

Uynp.J^

и,"—

ви

с.

yz.

ТУ*

Рис. 9.81. Типовые схемы ГПН

Для выходного напряжения этой схемы можно получить и другую за-

пись:

и„ых(0 = — f U„dt +U„

RC *

U.xt

+ U.

(9.48)

Напряжение и

вых иач

— остаточное напряжение на конденсаторе при

замкнутом ключе, оно может быть найдено из выражения

i-(Ro + Ядоб)и

вх

Л1ь (9.49)

где Ro — сопротивление открытого транзистора; R

ao6

— добавочное со-

противление, ограничивающее ток через транзистор.

Для полного разряда конденсатора необходимо добиться выполнения

условия (Ro + Кдоб)С «t„, где

t„

— время, в течение которого транзистор

открыт.

ГПН характеризуется также скоростью изменения выхбдного напря-

жения v. Для рассматриваемой схемы v = -U

/RC. Из этого выражения

видно, что скорость нарастания можно регулировать изменением U

Если учитывать такие параметры ОУ, как напряжение смещения нуля е

см

входные токи 1„

и i^, и пренебречь факторами второго порядка малости,

можно определить вызванное этими параметрами изменение выходного

напряжения ГПН, т. е. погрешность от воздействия этих факторов

U^ = U

BUX

=t(i

„R,/R - - e^/RyC.

324

Схема, приведенная на рис. 9.81, а, из-за конечного значения К реали-

зует выпуклую форму выходного напряжения

. Используя неинвертирую-

щий вход усилителя (организуя ПОС), можно значительно повысить ли-

нейность работы ГПН за счет организации источника тока с достаточно

хорошими характеристиками. Такая схема приведена на рис. 9.81, б. Для

этого генератора выбираем U

i = const и U

Bx2

= const. На его выходе при

R, = R

= R и

при запертом транзисторе в режиме работы ОУ фор-

мируется выходное напряжение, определяемое формулой

ых

2t(UBx2 - U

i)/RC + Ug,,

1XHa4

Напряжение и

вых

.„

ч является выходным напряжением ГПН, когда

транзистор VT открыт. При условии выполнения соотношения

+ R

6 « Rt имеет место соотношение

вы

нач

—

Ц>х1

R2/R1.

Из двух последних соотношений видно, что в генераторе могут уста-

навливаться как величины v и U

, так и величина и

выхнач

Достаточно хорошая линейность при построении ГПН обеспечивает-

ся при использовании таймера (рис. 9.81, в). В этой схеме генератор тока

собран на транзисторе VT и резисторах Ri +

R3.

Таймер включен в режим

ждущего мультивибратора аналогично схеме на рис. 9.79, г. При поступ-

лении запускающего импульса на второй вход таймера конденсатор С„

начнет заряжаться от генератора тока, собранного на транзисторе VT. На-

пряжение на конденсаторе линейно нарастает до величины 2U„/3, после

чего одновибратор возвращается в ждущий режим. Напряжение и

вых

сни-

мается непосредственно с конденсатора С„, поэтому необходимо, чтобы

последующий каскад обладал большим входным сопротивлением.

В [49] предложен следующий порядок расчета ГПН. Для схемы

рис. 9.81, а исходными данными являются: t

— время прямого хода, в

течение которого формируется линейно изменяющееся напряжение;

ых.кон| — напряжение в конце цикла формирования линейно изменяю-

щегося напряжения;

— постоянное напряжение, подаваемое на вход

ГПН. Алгоритм расчета состоит из следующих этапов:

— рассчитывается сопротивление R

fl0

6 таким образом, чтобы при

разряде конденсатора ток через МОП-транзистор не превысил предельно

допустимый. Это условие обеспечивается при выполнении неравенства

Rflo6 "

|и

вых

.ко|Дстах!

—

^0»

— сопротивление R рассчитывается из условия R»

fl0

+ Ro и

R > E

i/I

brx

max-

Последнее условие не позволяет перегрузить ОУ по току.

Здесь Е

— напряжение положительного источника питания;

325

— из уравнения (9.48) при заданном t

определяют емкость конден-

сатора

UBX tnp /RUBWX.KOH

и для выбранного С уточняется сопротивление

UbX

p/CU

BbI

x.KOH>

—> определяется минимальное время, в течение которого должен

быть открыт транзистор (длительность отрицательного импульса на за-

творе транзистора)

Т - t

= t~ = (3

-ь

5)(Ro + Я

доб

)С ;

— проверяется выполнение неравенства Rj

вх

< = е

см

, приняв i

= i

Если оно выполняется, то принимается Ri = 0, если не выполняется, то

Ri = R;

— по формулам U

Bxmin

=-U

RC/t„p и U

BXmax

= -LT

RC/t

вычис-

ляются максимальное и минимальное входные напряжения, при которых

ОУ не входит в насыщение.

Для схемы

рис.

9.81,

исходными данными являются

BbIx

o„,

Uex.HaM

(напряжение в начале цикла формирования линейно-изменя-

ющегося напряжения). Последовательность расчета схемы следующая:

— конденсатор С и резистор R

fl0

6 можно рассчитать по методикам,

приведенным для схемы на рис. 9.81, а;

— находятся сопротивления Ri = R| = R по формуле (9.48) при усло-

вии, что t = t

и и

вых

= и

вых

кон

—

2tn

2 U

|)/C(U

BblXKO

n U

BbIXHa4

);

— исходя из уравнения (9.49) рассчитывается сопротивление

—RU

BbIX Ha4

можно принять

= R

;

— проверяется выполнение условия R31| R» <

R„,

где R

— минима-

льное сопротивление нагрузки. Если оно выполняется, расчет заканчива-

ется. Если не выполняется, то емкость уменьшается в R„/(R31| Ri) раза и

расчет элементов схемы повторяется.

В отличие от ГПН в генераторах треугольных импульсов и заряд, и

разряд конденсатора производятся постоянным током, за счет чего дости-

гается линейный рост

спад напряжения. В большинстве случаев для со-

здания такого режима работы на вход интегратора подаются разнополяр-

ные прямоугольные импульсы. Поддержание требуемых характеристик

сигнала достигается введением ООС.

326

ОСС2 ОСС2

ОСС1 —

—я

^вых

Генератор

прямоугольных

импульсов

Интегратор

—я

^вых

а)

б)

г)

Рис. 9.82. Типовые схемы генераторов треугольных импульсов

Возможные варианты включения ООС в генераторах треугольной

формы приведены на рис. 9.82, а. Локальная ООС1 охватывает интегра-

тор обратной связью по постоянному току, компенсируя постоянное сме-

щение на выходе генератора. Улучшение характеристик линейности вы-

ходного сигнала обеспечивается за счет ООС2, которая воздействует на

скважность импульсов, подаваемых на

вход интегратора.

Временная диа-

грамма работы генератора треугольных импульсов приведена на

рис. 9.82, б.

Простейшая схема генератора треугольных импульсов приведена на

рис.

9.82, в.

Эта схема представляет

собой

интегратор, охваченный глубо-

кой ООС по постоянному току, которая поддерживает близким к нулю

среднее выходное напряжение. ООС построена на Т-образной цепочке

Rod,

Roc2, Сое-

На вход интегратора поступают разнополярные прямоуго-

льные импульсы типа меандра с параметрами U

ynp

, LP

, t*, t

Исходными данными для расчета являются параметры t„

= to6

управляющее напряжение ±U

ynp

(например,±10 В). Расчет такого генера-

тора состоит из следующих этапов:

— сопротивление резисторов R и Ri и емкость С определяются по

тем же соображениям, что и для схемы ГПН (рис. 9.81, а);

— амплитуды выходных напряжений рассчитываются по формуле

и„

-и

tnp(U

ynp

- U~ )/2RC;

327

— сопротивления

Rio,.

= R

2oc

Roc

определяются из условия

10R>

Roc

> R„;

выполнение этих неравенств обеспечивает удовлетворительную стабили-

зацию по постоянному току и исключает перегрузку ОУ по току;

— емкость цепи ООС рассчитывается по формуле

ос

• = 20t

Более высокое качество треугольных импульсов получают в схемах с

общей ООС (рис. 9.82, г.). ОУ

А1

с резисторами Ri, R

, R

служит порого-

вым устройством с гистерезисом, которые вырабатывают прямоугольные

импульсы. Второй ОУ А2 с элементами R3, R4, С представляет собой ин-

тегратор. Когда на выходе А1 формируется напряжение отрицательной

полярности, на выходе интегратора генерируется возрастающая часть

сигнала треугольной формы. Часть этого сигнала через R5 поступает на

неинвертирующий вход ОУ

А1

и компенсирует часть сигнала, поступаю-

щего с его же выхода

через

Ri и

При равенстве сигналов со стороны R

и Ri на входе А ] этот ОУ переключается в состояние положительного вы-

ходного напряжения, в результате чего на выходе интегратора начинает

формироваться отрицательный спад сигнала треугольной формы. Амп-

литуда выходного сигнала А2 регулируется резистором R

, с помощью

которого изменяется отношение R^Rj + R

) [50]. Частота следования

импульсов определяется постоянной времени интегратора (R

+ R4)C и

регулируется сопротивлением R3. При высоких требованиях к линейно-

сти не рекомендуется превышать частоту следования треугольных импу-

льсов в

кГц из-за ограничений на характеристики ОУ. Для больших ча-

стот рекомендуют выбирать высокочастотные ОУ или использовать тай-

меры [50].

9.6. УСТРОЙСТВА НЕПРЕРЫВНО-ДИСКРЕТНОГО

ПРЕОБРАЗОВАНИЯ СИГНАЛОВ

Многие задачи по обработке аналоговых сигналов связаны с исполь-

зованием цифровых методов анализа, поэтому большое значение приоб-

ретают методы и устройства для реализации процессов непрерывно-ди-

скретного преобразования. С их помощью осуществляется преобразова-

ние дискретных значений аналогового сигнала в их цифровые эквивален-

ты (при кодировании значения амплитуды в некоторой системе

счисления) — аналого-цифровые преобразователи (АЦП) — и цифровых

значений в аналоговые—цифроаналоговые преобразователи (ЦАП).

Простейшие аналого-цифровые преобразователи реализуются на базе

схем сравнения — компараторов, варианты схемных решений которых

328

рассмотрены в параграфе 9.3.1. На вход этих схем поступают аналоговые

сигналы, а в качестве опорного уровня сравнения используется некото-

рый уровень напряжения. На выходе компаратора можно получить сиг-

нал, амплитуда которого принимает только два значения — максималь-

ное и минимальное, что соответствует состоянию нуля и единицы. Ком-

параторы могут собираться с использованием операционных усилителей

или иметь специальное интегральное исполнение, например микросхе-

мы типа: K554CAI, К554СА2 (i

= 75мкА, t

Blcl

= 135нс, Е

= +

12В;

-6В);

К554САЗ (i

0,1

мкА,

BI01

= 200нс, Е

= ±15В); КМ597СА1 (i

= 13мкА,'

Bk71

= 6,5нс); КМ597СА2 (i

= ЮмкА, г

вкл

=12нс); КМ597САЗ (i

= 0,25мкА, t

BKI

= 300нс, Е„ = ±15В). Однако выполнение на их основе

многоуровневых аналого-цифровых преобразователей нецелесообразно;

для этих целей разработаны специальные схемы, образующие класс

АЦП.

Известно несколько подходов к классификации типов АЦП [50]. На-

пример, по методам' преобразования различают:

— развертывающие АЦП последовательного счета;

— следящего (в том числе поразрядного) уравновешивания;

— параллельного преобразования;

— двойного интегрирования и др.

По времени формирования разрядных коэффициентов различают:

— параллельные (одновременное формирование всех разрядных ко-

эффициентов);

— последовательные (последовательное формирование разрядных

коэффициентов);

— параллельно-последовательные.

Можно классифицировать АЦП по способу представления цифровых

сигналов на выходе:

— преобразователи напряжение — цифровой код;

— преобразователи напряжение — частота импульсов;

— преобразователи напряжение—длительность импульса

и т.

д.

Разнообразны по схемным решениям и цифроаналоговые преобразо-

ватели.

По принципам действия ЦАП разделяют на три группы [50]:

— последовательного действия;

— параллельного действия;

— с промежуточным преобразованием.

В ЦАП последовательного действия код поступает последовательно,

начиная с младшего разряда. В параллельных ЦАП все разряды кода од-

новременно поступают на схему суммирования, то есть происходит про-

странственное разделение разрядов, а суммирование токов и напряжений

осуществляется с учетом весов разрядов. Параллельные ЦАП по способу

329

формирования сигнала делятся на сумматоры токов, делители напряже-

ний и сумматоры напряжений. ЦАП с промежуточным преобразованием

используют преобразование кода в какой-либо промежуточный параметр

(длительность импульса, число импульсов и др.), который затем преобра-

зуется в аналоговый сигнал. Рассмотрим подробнее принципы расчета и

проектирования этих классов преобразователей сигналов.

9.6.1. Аналого-цифровые преобразователи

Аналого-цифровое преобразование является первым этапом процесса

непрерывно-дискретного преобразования. На этом этапе происходит

сравнение амплитуды входного сигнала с несколькими «разрешенными»

уровнями. Номер ближайшего разрешенного уровня принимается за чис-

ловое значение амплитуды; оно фиксируется в форме кодированного вы-

ходного сигнала. Оценка близости амплитуды входного сигнала к одному

из уровней осуществляется с помощью одного из двух неравенств

пДх <. х

8Х

< (п + 1)Дх

или

(п - 0,5)Дх

£1 Хцх

< (п + 0,5)Дх .

Если выполняется условие неравенства, то х

вх

пДх.

Здесь Дх—уро-

вень квантования по амплитуде; п—номер ближайшего уровня. Уровень

квантования определяет разрешающую способность АЦП; его динамиче-

ский диапазон задается разностью амплитуд сигналов—U

ч-

max

. Это-

му диапазону соответствует

диапазон изменения количества уровней—

in-5-

max

. Еще одним важным параметром является время преобразова-

ния t

— интервал времени, за которое формируется числовой эквива-

лент преобразуемой амплитуды. Быстродействие АЦП задается шагом

квантования входного сигнала

по

времени, At—интервал времени между

отдельными отсчетами сигнала. При выборе или расчете схемы АЦП эти

параметры должны быть заданы.

Рассмотрим схемные решения наиболее распространенных типов

АЦП.

А. АЦП последовательного счета относится к преобразователям, ис-

пользующим в своем составе цифроаналоговые преобразователи (ЦАП).

Схемотехника ЦАП достаточно подробно будет рассмотрена

парагра-

фе 9.6.2. Для освоения материала данного раздела достаточно иметь са-

мые общие представления о ЦАП как устройстве, которое производит

преобразование цифрового кода в соответствующую ему величину ана-

логового напряжения.

330

Niux(So»S

...,S

.,)

Рис. 9.83. Структура АЦП последовательного счета

Упрощенная функциональная схема АЦП последовательного счета

приведена на рис 9.83. Перед началом работы сигналом «сброс» счетчик

СЧ устанавливается в исходное (нулевое) состояние. Компаратор К нахо-

дится в единичном состоянии, поскольку U

> и

вых

из-за нулевого состо-

яния счетчика. С момента поступления сигнала «старт» через схему

на

счетчик СЧ начинают поступать импульсы счета. На выходе счетчика

формируется двоичный код, который схемой ЦАП преобразуется в ана-

логовый эквивалентный сигнал и

вых

. Когда и

вых

становится больше U

компаратор К устанавливается в состояние «0», закрывая схему И. Счет

прерывается, а зафиксированный параллельный код может быть считан

как результат преобразования. После сброса счетчика в ноль и появления

разрешающего сигнала «старт» процесс преобразования возобновляется.

Время преобразования такого АЦП является переменным и зависит от

уровня входного сигнала. Для максимального входного сигнала время

преобразования можно определить как: t

= 2

0, где

— разрядность

счетчика, а т

— период тактовых импульсов.

Б. АЦП следящего уравновешивания имеет структуру, похожую на

АЦП последовательного счета, с той разницей, что счетчик является ре-

версивным. Упрощенная функциональная схема такого преобразователя

приведена

на рис.

9.84,

а.

При

> U

Bblx

на выходе компаратора формиру-

ется высокий уровень, открывающий верхнюю схему И, и реверсивный

счетчик суммирует тактовые импульсы, увеличивая величину и

вых

. При

вых

> U

на выходе компаратора формируется напряжение

= 0, за-

крывающее верхнюю схему И и открывающее нижнюю. Реверсивный

счетчик от тактовых импульсов уменьшает свое содержимое, тем самым

величину и

вых

. Таким образом, схема будет следить за изменением вели-

чины входного напряжения, переключая счетчик в режим суммирования

и вычитания. Код N

BbIX

на выходе PC является эквивалентом преобразуе-

мого сигнала. В этой схеме следует

для

исключения эффекта «дрожания»

кода при переходе от одного значения к другому использовать компара-

331

а) б)

Рис. 9.84. Структура АЦП следящего уравновешивания (а) и поразрядного

уравновешивания (б)

тор с гистерезисом.Следящие АЦП рекомендуется использовать для пре-

образования медленно меняющихся сигналов. Наибольшее время необ-

ходимо для первого преобразования. Оно такое же, как у схемы последо-

"ательного счета. Поэтому иногда в начальный момент устанавливают в

счетчике значение кода, соответствующее середине интервала преобра-

зования.

В. АЦП поразрядного уравновешивания (рис. 9.84, б) находит наибо-

льшее применение при практической реализации интегральных АЦП. В

АЦП этого типа код в регистре результата изменяется так, чтобы обеспе-

чить по возможности быстрое уравновешивание входного напряжения

или тока напряжением или током, получаемым с выхода ЦАП. В исход-

ном состоянии регистр результата содержит нулевой код (и

вх

>и

вых

Компаратор поддерживает высокий уровень напряжения, включающий

по сигналу «старт» работу устройства управления (УУ). Уравновешива-

ние начинается со старшего разряда. В этом разряде УУ устанавливает

вначале единицу и оценивает знак разности (U

- и

вых

). Если

> и

вых

то установленная в старшем разряде единица сохраняется, если

< и

вых

то единица сбрасывается, то есть

дальнейшем

этом разряде сохраняет-

ся нуль. Далее таким же образом проверяется, нужна ли единица в сосед-

нем, младшем по отношению к уже проверенному разряду. Уравновеши-

вание продолжается до тех пор, пока не будут опрошены все разряды ре-

гистра, включая самый младший. Время преобразования в таком АЦП

всегда одинаково и определяется разрядностью преобразования Ц, = пх

где п — число разрядов, т

— период следования тактовых импульсов.

Точность преобразования определяется в основном точностью работы

ЦАП. Отечественной промышленностью выпускается целый ряд интег-

ральных микросхем, работающих по принципу последовательного при-

ближения.

На рис. 9.85, а показана схема АЦП на основе микросхемы К572 ПВ1

[16]. Это 12-разрядный АЦП, который имеет выходные каскады с тремя

состояниями

(0,1

и высокоимпедансное), благодаря чему он может выда-

332

+5В

„

-15ВО—

23 ,

III

НЕ

RE Z0

ST DR

и„

I»

иЬ

Ц;,

CI GD

ii*

26^

401

<r=t>N

и.

А2

а)

hfi-

К.

и,

1 jH

А1

I rl

А2>—*С\

б)

А-

А1

и,

\ и,

А2>—0CI

в)

Рис. 9.85. Схема АЦП на основе микросхемы К572ПВ1

вать информацию в системную шину микропроцессоров, контроллеров и

т. д. Этот

АЦП

имеет двунаправленный кодовый канал, что позволяет ис-

пользовать его и как ЦАП.

•Переключение кодового сигнала на ввод или вывод производится

сиг налом У(режим): если V =

— включен режим вывода

кода,

если 0 —

режим ввода. Перевод кодового сигнала в высокоимпедансное состояние

производится подачей нулевого сигнала на вход

(управление восемью

младшими разрядами)

НЕ (управление четырьмя старшими разрядами).

Благодаря этому информация с АЦП может выводиться побайтно на во-

сьмиразрядную шину данных. Работа преобразователя синхронизируется

тактовыми импульсами по входу С, частота которых не должна превы-

шать 250 кГц.

Для работы в режиме АЦП схема дополняется источником опорного

напряжения Uo, операционным усилителем А1 и компаратором А2. ОУ

333

А1 используется для преобразования в напряжение выходного тока 1|,

входящего в микросхему ЦАП. Выходы дополняющего тока

ЦАП и вы-

вод последнего резистора сетки ЦАП Ь подключается к земле. В качестве

резистора обратной связи ОУ А2 используется один из резисторов, входя-

щих в микросхему (на

рис.

9.85, а набор резисторов микросхемы, доступ-

ных для внешних соединений, изображен отдельно от микросхемы). В

распоряжении пользователя имеются четыре таких резистора, которые

соотносятся по двоичному закону 2R, R, R/2, R/4 (R « 10 кОм).

Компаратор А2 сравнивает выходное напряжение ЦАП, снимаемое с

выхода А1, с преобразуемым напряжением входа U

. Результат сравне-

ния подается на вход С1 (сравнение). При включении АЦП по схеме на

рис. 9.85, а обеспечивается преобразование напряжения U

от 0 до -Uo.

Если в обратную связь ОУ А1 включить сопротивление 2R или R/2, то

предельное значение U

станет равным -2Uo или -Uo/2 соответственно.

Опорное напряжение

может изменяться в пределах

от

-15 до +

В.

АЦП на основе микросхемы К 572

ПВ1

можно построить и без опера-

ционного усилителя А1, если его выход

соединить непосредственно с

неинвертирующим входом компаратора и на этот же вход через резистор

R подать преобразуемое напряжение

Инвертирующий вход компара-

тора при этом заземляется. В этом варианте происходит сравнение с ну-

лем суммы токов U

/R и Ii. В обоих вариантах (с ОУ

без него) опорное

напряжение

должно иметь полярность, противоположную полярности

. В приведенной схеме включения Uo должно быть отрицательным.

При положительном

входы компаратора следует поменять местами.

Два варианта двухполярного АЦП на основе микросхемы К572 ПВ1

приведены на

рис.

9.85, б и в. В обоих случаях смещение характеристики

преобразователя производится путем соединения опорного источника

через резистор со входом компаратора А2. Схеме на рис. 9.85, б соответ-

ствует диапазон изменения U^ от

-Uo до

+ Uo, а схеме на

рис.

9.85,в —

от

-U

/3 до +U

/3.

Запуск АЦП производится положительным импульсом, подаваемым

на вход ST (старт). Весь цикл преобразования длится 28 периодов такто-

вых импульсов: 2 периода—сброс, 24 периода—реализация программы

последовательного приближения и 2 периода — формирование положи-

тельного импульса на выходе DR (готовность данных). Цикл преобразо-

вания АЦП может быть закончен досрочно путем подачи повторного им-

пульса запуска на вход ST. Таким образом, сокращается время преобразо-

вания и соответственно разрядность АЦП. Если требуется-организовать

циклическую работу АЦП, то соединяются между собой выход Z0 (выход

цикла) и вход Z1 (вход цикла).

334

Схема ЦАП на основе микросхемы К572ПВ1 приведена на схеме

рис. 9.86. В этом случае на вход V подается сигнал «1»,и через кодовый

•канал входной код N записывается в выходной регистр, управляющий ра-

ботой ЦАП. Операционный усилитель А1 преобразует выходной ток Ii

ЦАП в напряжение и

вых

. Внешняя кодовая информация,

выходной ре-

гистр может быть записана так же и последовательно,

по

входу DI. Запи-

сываемый код на этот вход подается, начиная с младших разрядов, син-

хронно с парами тактовых импульсов (запись 12 разрядов кода занимает

время, равное 24 периодам тактовых импульсов). Преобразователь имеет

вход RE, разрешающий смену кода в выходном регистре. Этот код может

изменяться только при RE = 1. Если RE = 0, то в регистре хранится ранее

введенный в него код.

При работе с ТТЛ-схемами U^, = + 5В, при работе с КМОП-схемами

U*, может быть повышено до + 15В. «Аналоговую землю» GА рекомен-

дуется использовать в качестве низкопотенциальной точки для входного

и опорного напряжений (U

, U

). «Цифровую землю» GD рекомендуется

использовать в качестве общей точки для дискретных сигналов. Соеди-

нять эти земли в общую точку следует в одном месте—на клемме источ-

ника питания.

Отечественная и зарубежная промышленность выпускает функцио-

нально законченные АЦП, в состав которых входят все узлы, необходи-

мые для

работы преобразователя по методу последовательных приближе-

ний. Примерами таких АЦП могут служить микросхемы типа К1108ПВ1

и К1113ПВ1.

На рис. 9.87, а показана схема включения АЦП К1108ПВ1. Десяти-

разрядный АЦП К1108ПВ1 может работать как с внутренним, так и с

внешним тактовым генератором. Во втором случае на вход «С» подаются

тактовые импульсы с выхода ЭСЛ инвертора (уровни-0,9;-1,7В), а в пер-

вом случае вход

«С»

соединяется через емкость

пФ

общим проводом.

Эта емкость может быть увеличена, если требуется снизить частоту пре-

335

и,

0,47 мкф|

25 пФ

K1108

ПВ1

Joj^pj N

-5.2 В

"J" .1,0 мкФ

-^+5 8

К1113

ПВ1

в/С

ПВ1

чг,

"^+5

чг-15В

б)

Рис. 9.87. Схемы включения АЦП К1108ПВ1 (а) и К1113ПВ1 (б)

образования. Вместо емкости может быть подключен кварцевый резона-

тор на 13,6 МГц. Все цифровые входы за исключением С и V рассчитаны

на работу с уровнем ТТЛ схем. Вход

управляет переключением разряд-

ности АЦП. Для работы в десятиразрядном режиме (время преобразова-

ния 0,9 мкс) вход

соединяется с «цифровой землей». Для работы в во-

сьмиразрядном режиме (время преобразования 0,75 мкс) вход V соединя-

ют с источником питания

U~,

(-5,2

В).

Вывод

— вывод питания анало-

говой части. Вывод 12 — питание цифровой части. В АЦП К 1108 ПВ1

имеется внутренний источник опорного напряжения

2,5 В

0,1

В. Для ча-

стотной коррекции этого источника к выводу 19 подключается емкость

0,47 мкФ. Опорное напряжение U^ можно снять с вывода 18, например,

для смещения начального уровня входного усилителя (потребляемый ток

от и

не должен превышать

мА). Температурный коэффициент напря-

жения для этого источника ±(30 ч-100)10~

. Если точность внутреннего

источника U* недостаточна, к выводу 18 можно подключить внешний,

более точный, источник. Для отключения внутреннего источника U^

надо вывод

через резистор

0,1

кОм соединить с

землей.

Кодовые выхо-

ды АЦП могут быть переведены в высокоимпендансное состояние пода-

чей единичного сигнала на вход DE. Для частотной коррекции ОУ и для

снижения входного сопротивления источников питания подсоединяют

конденсаторы к выводам 12,15, 16,21. Для циклической работы следует

вход запуска ST соединить с землей. Выход «готовность данных» DR ис-

336

•пользуется для синхронизации системы считывания выходного кода

АЦП. В процессе очередного преобразования на кодовом выходе АЦП

присутствует код предыдущего преобразования. Входное напряжение

АЦП может изменяться от 0 до 8Uo/7(~3B). Регулировки нуля и чувстви-

тельности АЦП лучше производить с помощью дополнительной схемы

на ОУ, включаемой между U

и аналоговым входом АЦП(А1).

На рис. 9.87, б приведена схема подключения 10-разрядного АЦП

К1113ПВ1, рассчитанного на входные напряжения 0*10,24 В или

-5,12

+5,12 В. Переключение режима работы производится по вхо-

ду V. Если V = 1, то U

может изменяться в диапазоне 0 * 10,24 В, если

V = 0, преобразователь работает в диапазоне входных напряжений

-5,12

-з-

+ 5,12 В. Процесс преобразования в этом АЦП осуществляется

при нуле на входе В/С (бланкирование-преобразование).

Для сброса текущего выходного кода необходимо подать на вход В/С

положительный сигнал длительностью не менее 2 мкс. После этого пода-

ча кода нуля на вход В/С инициирует новый цикл преобразования. По

окончании преобразования на выходе DR (готовность) появится сигнал

«ноль». В процессе сброса и преобразования

на этом

выходе поддержива-

ется сигнал «единица», а кодовые выходы АЦП находятся в высокоимпе-

дансном состоянии. По окончании преобразования одновременно с сиг-

налом готовности данных DR = 0 на кодовых выходах устанавливается

искомая информация, согласующаяся с цифровыми ТТЛ схемами. Регу-

лировку чувствительности можно производить с помощью переменного

резистора 100—500 Ом, включаемого между источником сигнала U

аналоговым входом АЦП AI. Для регулировки нуля можно включить пе-

ременный резистор 5—50 Ом между входом GA и внешней аналоговой

землей.

В [17] приведена практическая схема АЦП для цифровой обработки

электрокардиосигнала (ЭКС) в кардиомониторе

(рис.

9.88). Тактовые им-

пульсы с частотой квантования

поступают на триггер Шмидта для по-

вышения крутизны фронтов и запускают формирователь нормализован-

ных импульсов (ФНИ) для квантования аналогового сигнала в АЦП.

Цифровые сигналы через буферные инверторы (БИ) передаются на даль-

нейшую цифровую обработку. Сигнал конец преобразования (КП) фор-

мируется аналогично сигналам квантования. Обычно перед подачей на

АЦП ЭКС фильтруют, защищая преобразователь от шумов, идущих с ча-

стотой выше, чем самая высокочастотная информационная составляю-

щая полезного сигнала.

Для работы с однобайтовыми цифровыми схемами разработан ряд

функционально законченных 8-разрядных АЦП, например К572ПВЗ,

К572ПВ4 [16].

337