Беш А.Н. Методические указания. Элементы теории импульсных преобразователей

Подождите немного. Документ загружается.

В выбранной микросхеме контроллера используется защита с

помощью межимпульсного опроса тока, при которой ключ сразу же

размыкается при превышении порога в 0,47 В. Допустим 25% зазор между

ожидаемым максимальным током и порогом защитного размыкания.

Таким образом, защита будет срабатывать при токе

A3,5A2,81,25 

Рассчитаем сопротивление резистора R

Îì0,134

A3,5

B0,47



Ближайшее стандартное значение резисторов сопротивлением до

1nОм равно 0,1 Ом.

Резисторный делитель напряжения на считывающих резисторах

и R

(нижний резистор):

1%êÎì1,49

ìÀ1

B1,5

R4 

Это делает фактический ток считывания равным 1,006 мА. R

(верхний

резистор):

1%êÎì3,48

ìÀ1,006

B1,5B5,0







Компенсация контура обратной связи по напряжению.

Это – прямоходовой преобразователь, работающий в режиме

напряжения. Чтобы получить оптимальную продолжительность

переходных процессов, воспользуемся двухполюсной компенсацией с

двумя «нулями».

120

Определение характеристики «схема управления – выход».

Полюс выходного фильтра определяется по индуктору фильтра и

конденсатору и составляет спад –40 дБ/декаду. Его номинальная частота

излома АЧХ составляет:

Ãö619

ìêÔ)(660ìêÃí)(100π21

Lπ21

f 









Нулевая точка, обусловленная конденсатором выходного фильтра,

равна (значение ESR дают два параллельно включенных конденсатора

емкостью 120 Ом):

Ãö4020

ìêÔ)(660ìÎì)(6021

esr

Eπ2

zesr

f 









Внутренний абсолютный коэффициент усиления схемы питания при

переменном токе составляет:

4,66

B14

error



;

äÁ13,4)

Log(A20

G 

Расположение компенсационных полюсов и «нулей» в усилителе

ошибки.

Частота перехода усиления в замкнутом контуре не должна быть

сколько-нибудь выше, чем 20% частоты переключения (или 20 кГц). Было

обнаружено, что частоты перехода усиления в диапазоне от 10 до 15 кГц

вполне достаточно для большинства приложений. Это дает длительность

переходных процессов около 200 нc, а частота: f

хо

= 15 кГц.

Первое, что следует принять, это то, что конечная цепь компенсации

замкнутого контура будет иметь непрерывный уклон -20 дБ/декаду. Чтобы

достичь частоты перехода в 15 кГц, усилитель должен добавить усиление

входного сигнала и «приподнять» амплитудную характеристику на

графике Боде.

äÁ;14,3

GäÁ13,4)êÃö619êÃö15Log(20

fLog(20





5,2AA

2xo



(абсолютный эквивалент).

121

Это – усиление, необходимое на плато среднего диапазона (G

) для

достижения желаемой частоты перехода.

Усиление на первом наборе компенсационных «нулей» составляет:

 

äÁ;8Ãö4020Ãö310Log20äÁ14,3

ffLog20GG

ep1ez221





,40A



(абсолютный эквивалент).

Для компенсации двухполюсного фильтра поместим два «нуля» на

половине частоты полюса фильтра:

Ãö310ff

ez2ez1



Первый компенсационный полюс будет размещен на частоте ESR

конденсатора (4020 Гц):

Ãö4020f

ep1



Второй компенсационный полюс используется лишь для

поддержания высокочастотной устойчивости путем уменьшения усиления

на частоте перехода:

êÃö22,51,5ff

xoep2



Теперь можно начать расчет величины сопротивлений и емкостей

компонентов внутри усилителя ошибки:

.ïÔ586

êÎì3,485,2êÃö1521

RA2













Принимаем С

= 560 пФ.

êÎì1,39êÎì3,480,4RAR

212



Принимаем R

= 1,5 кОм.

ìêÔ2,2èëèìêÔ2,9

êÎì1,5Ãö3102π

ez1

f2π

C 









êÎì3,75

0,4

êÎì1,5



122

Принимаем R

= 3,9 кОм.

ïÔ1814

êÎì3,9êÃö22,52

ez2

f2π

C 











Принимаем С

= 1800 пФ.

Все вышесказанное демонстрирует рисунок 50.

Рисунок 50 – Графики Боде усиления фазы для рассмотренного примера

понижающего преобразователя: а – диаграмма усиления; б – фазовая

диаграмма

3.2 Обратноходовой преобразователь с ШИМ на 28 Вт

Область применения.

Такой источник питания предназначен для обеспечения питания

некоторого измерителя из состава оборудования технологического

контроля. Этот измеритель получает свое питание от повышающего

источника питания на +24 В, который также обеспечивает

123

трансформаторную изоляцию устройства от напряжения входной шины.

Схема рассматриваемого преобразователя показана на рисунке 51.

Рисунок 51 – Схема обратноходового преобразователя с ШИМ на 28 Вт

Спецификации.

Напряжение V

out

 +5 В DC при максимальном токе 2 А, минимальный ток – 0,5 А;

 +12 В DC при токе 0,5 А;

 -12 В DC при токе 0,5 А;

 +24 В DC при токе 0,25 А.

Напряжение V

 18..36 В DC – требуемый рабочий диапазон;

 +24 В DC – номинальное напряжение входной линии.

Предпроектные оценки «черного ящика».

Выходная мощность:

       

Âò280,25ÀÂ24À0,5Â12À0,5Â12À2Â5P

out



;

Входная мощность:

Âò37,3

0,75

Âò28

out



где  – КПД;

124

 

À2,07

Â18

Âò37,3

lowin

in(high)



;

 

À1,55

Â24

Âò37,3

nomin

in(hop)



Полученные величины указывают, что для первичной обмотки тран-

сформатора следует использовать провод #18 по стандарту AWG или

эквивалентный ему.

 

À8,55

Â18

Âò28

5,5

5,5I

minin

out



Выбираем частоту работы источника питания равной 40 кГц

(Т

on(max)

n=n12,5 мкс).

Проектирование обратноходового трансформатора.

 

ìêÃí26,3

À8,55

ìêñ12,5Â18

onminin

pri











Проверяем энергетическую пропускную способность сердечника:

 

Âò38,45

À8,55ìêÃí26,340000

ILf

pkpri

setout











Используем кольцевой МРР-сердечник. Процедура выбора размеров

сердечника описана в п. 3.5.5. Оценим требуемые размеры сердечника:

 

1,92À8,55ìÃí0,0263ILE

pkpriL



Со ссылкой на рисунок 14 предлагаем элемент под номером 55310-

А2 с проницаемостью, равной 125. Этот сердечник имеет величину A

равную 90 мГн/1000 Тл. Количество витков для первичной обмотки:

17,09

ìÃí90

ìÃí0,0263

1000

1000N

pri































Округляем значение N

pri

до 17 витков.

125

Количество витков вторичной обмотки для выхода с самым низким

уровнем выходного напряжения (+5 В, имеется в виду выпрямитель

Шотки):

maxin(min)

)

max

(1)

pri

sec







 

5,19

50%Â18

50%Â0,5Â5,017

Â5











Округляем значение N

sec

до 5 витков.

Другие обмотки будут иметь следующее количество витков

(подразумевая выпрямители на диодах с накоплением заряда):







 

âèò.11,73

Â0,5Â5,0

5Â0,9Â12,0

Â12











Округляем значение N

(+12B)

до 12 витков (для входа -12 В – то же самое).

 

âèò.22,6

Â0,5Â5,0

5Â0,9Â24,0

Â24











Округляем значение N

(+24 B)

до 23 витков.

Значение рассогласования на каждом выходе составляет:

 "±"12 В – +0,3 В;

 +24 В – +0,4 В (приемлемо).

Был выбран автотрансформаторный тип вторичной обмотки. Это

означает, что обмотки с более высоким уровнем напряжения будут

включать обмотки с более низким уровнем напряжения. Количество

витков и диаметр проводов:

 +5 В – 5 витков, провод #17 по AWG (используем 3 жилы провода

#22);

 +12 В – 7 витков, провод #21 по AWG;

 -12 В – 12 витков, провод #21 по AWG;

 +24 В – 11 витков, провод #26 по AWG;

 первичная обмотка– 17 витков, провод #19 по AWG (используем 2

жилы провода #22).

Выбор ключа и выпрямителей.

126

Ключ. В данном случае есть явное преимущество в использовании

мощного полевого МОП-транзистора: у него меньше потери драйвера и

переключений.

 

Â.54,7Â36

âèò.23

âèò.17

Â0,9Â24,4V

VVV

maxin

sec

pri

DoutminDC



В этом значении не учитываются любые всплески, обусловленные

рассеянием L. Принимаем величину V

DC(min)

= 100 В.

Для обратноходовых преобразователей лучшее значение номинала

среднего тока, протекающего через ключ, I

примерно в 1,5 раза больше

максимального среднего входного тока источника. Выбор другой

величины приведет к потерям. Благодаря переопределению тока, потерю

I2R

DC(on)

(потеря на электропроводность) можно уменьшить с очень

незначительным увеличением стоимости и ухудшением входной емкости.

 

A3,11A2,071,5I

minD



Используем транзистор MTP10N10M. Выбор мощного полевого

МОП-транзистора со считыванием тока обусловлен тем, что необходимо

реализовать схему управления, работающую в токовом режиме, и это

снизит потери на считывание на три порядка.

Выпрямители.

output

V5

;

Â15,6

Â36Â5

VVV

pri

sec

in(max)outR(min)

















Используем выпрямитель 1N5824 (3 А).

Для выхода плюс-минус 12 В расчет выполняется аналогичным

образом. Используем MUR110 (D5 и D7). Для выхода +24 В также

используем MUR110 (D4).

Секция выходного фильтра.

Емкости конденсаторов выходного фильтра определяются по

формуле (2.17):

pk)ripple(pk

)

(min)

out(max)

out(min)









out(+5B)

= 480 мкФ при 10 В.

127

Используем два параллельно включенных танталовых конденсатора

(С

и С

) по 220 мкФ каждый при 10 В, чтобы уменьшить высоту и ESR.

оut(±12В)

=122 мкФ при 20В.

Используем танталовые конденсаторы (С

и С

) на 150 мкФ, 35 В.

out(+24 B)

= 60 мкФ при 35 В.

Используем два конденсатора по 47 мкФ при 35 В (С11).

Схема управления.

Для выбора схемы управления необходимо составить список

наиболее важных аспектов проекта. Составьте также список «важных, но

несущественных» аспектов. Существенные аспекты:

 небольшое количество элементов;

 управление в токовом режиме;

 выход драйвера на полевом МОП-транзисторе (двухтактный);

 один выходной драйвер;

 низкая стоимость.

Важные, но несущественные:

 блокировка недостаточного напряжения;

 низкий порог считываемого тока I

sense

;

 50%-ное ограничение рабочего цикла.

Если просмотреть список популярных микросхем контроллера, то

окажется, что всем перечисленным выше требованиям удовлетворяет

устройство UC3845P.

В спецификации компании Motorola под названием «Линейные и

интерфейсные микросхемы» основные схематические реализации даны в

виде рисунков. Проектировщику остается только определить величины для

резистора и конденсатора схемы синхронизации, а также резистора

считывания тока. Все другие компоненты имеют отношение к напряжению

и компенсации обратной связи, которые будут проектироваться позже.

Если требуется, чтобы источник работал на номинальной частоте 40 кГц,

то с помощью графика «Резистор синхронизации и частота осциллятора»

определяем:

= С8 = 2000 пФ;

= R4 = 22 кОм;

Секция обратной связи по напряжению.

128

Для того чтобы улучшить перекрестную стабилизацию

нескольких выходов, требуется считывать какую-то часть всех

положительных выходных напряжений. Для этого необходимо

исследовать технологию схем, которые должны получать мощность от

выходов. Гипотетические нагрузки в данном случае будут

следующими:

 +5 В – микроконтроллер и логика 74НС с допустимым

отклонением плюс-минус 10% по V

;

 "±"12 В – имеет центрованную аналоговую цепь операционного

усилителя; эти выходы проявляют устойчивость к пульсациям в их

напряжениях питания;

 +24 В – интерфейсы внешнего процесса, которые имеют предел

линии с низким уровнем сигнала +18 В. Логика +5 В должна быть

отрегулирована самым тщательным образом.

Вначале выбираем ток считывания делителя напряжения –

номинальное значение 1 мА. Определяем сопротивления резистора в

нижнем плече делителя напряжения (R

+ R

êÎì2,5

ìA1

B2,5

sense(est)

ref

1110



Округляем это значение до 2,7 кОм.

Теперь добавим к делителю потенциометр на 1 кОм для подстройки

конечных выходных напряжений на последнем этапе тестирования. Этот

потенциометр подключается как реостат с подвижным контактом,

соединенным с верхним выводом. Недостаток потенциометров

заключается в том, что подвижный контакт создает «шум» в разомкнутых

контурах. Подсоединение потенциометра описанным способом приводит к

падению выходных напряжений при открывании подвижного контакта. В

противном случае источник перейдет к своему максимальному рабочему

циклу и выведет из строя нагрузки. Предположим, что потенциометр

настроен на среднее положение; тогда сопротивление R

становится

равным:

êÎì2,2Îì500êÎì2,7R



Реальный считываемый ток будет:

ìÀ0,96

êÎì2,7

Â2,5

1110

ref

sense(act)







129