Беш А.Н. Методические указания. Элементы теории импульсных преобразователей

Подождите немного. Документ загружается.

Выбираем пропорции считываемого тока, который должен

извлекаться из каждого выхода: +5В – 60%; +12В – 20%; +24В – 20%.

Определяем сопротивления резисторов в верхнем плече делителя:

 

actsense%

refout

sense-u







;

+5B:

Îì4340

ìÀ0,960,6

Â2,5Â5,0









Принимаем 4,7 кОм.

+12В:

êÎì51

ìÀ0,960,2

Â2,5Â12,3









;

+24В:

êÎì141

ìÀ0,960,2

Â2,5Â24,4









Принимаем 110 кОм.

Вопрос компенсации контура обратной связи оставим на потом.

130

Секция входного фильтра.

Емкость конденсатора входного фильтра рассчитывается по

формуле:

ìêÔ186

)

(1V40000Ãö

Âò)(37,32

p)ripple(p

out

C 

























Выбираем два оксидно-электролитических алюминиевых

конденсатора с параметрами 100 мкФ, 50 В каждый и включаем их

параллельно с керамическим конденсатором на 0,1 мкФ, 100 В.

Поскольку у нас имеется единственный входной провод с общим

заземлением, используем кольцевой МРР-сердечник. Исследуя

«Нормальные кривые намагничивания», предоставленные

производителем, находим, что 20 Э обеспечивают смещение постоянного

тока менее чем на половину магнитной индукции насыщения сердечника.

Рекомендуемая величина магнитной проницаемости составляет 125∙µ.

Примерный размер сердечника должен быть равен магнитному элементу

под номером 55120-А2, использующему две жилы провода #20 по AWG.

Необходимое количество витков определим по формуле

À)(2,04π0,4

ñì4,11Ý20

max

Iπ0,4

N 













витка.

Секция запуска.

Несмотря на то, что входная линия имеет достаточно низкий уровень

сигнала, чтобы извлекать весь ток смещения для запуска схемы

управления и полевого МОП-транзистора, это приведет к напрасной трате

примерно 1,2 Вт мощности или потере 4,2% КПД. Лучше использовать

схему запуска, которая обеспечивает ток от входа только в моменты

запуска или ограничения перегрузки по току. В течение нормального

функционирования схема управления и полевой МОП-транзистор могут

получать питание от выхода на +12 В:

 D

– используем стабилитрон 1N5241 на 11 В, 500 мВт;

 R

=(18 В-11 В)/0,4мА= 17,5 кОм (принимаем 18 кОм);

 Q

– используем MPSA05;

 R

= (18 B-12 B)/0,5MA=1,2 кОм;

 D

– используем 1N4148;

 D

– используем MBR030.

Компенсация контура обратной связи.

Чтобы добиться самой лучшей стабилизации выхода и минимальной

длительности переходных процессов, воспользуемся методом

131

компенсации с одним полюсом и «нулем». Кривые характеристики «схема

управления – выход» для обратноходового преобразователя, управляемого

в токовом режиме, имеют однополюсную природу, поэтому для

компенсации следует использовать указанный выше метод. Выход +5 В –

это выход самой большой мощности, который опрашивается наиболее

интенсивно, поэтому он является первичным. Параметры полюса фильтра,

нуля ESR и усиления постоянного тока таковы:

3,14;

2,5B36B

5B)(36B

A 







=20Log(3,14)=9,94 дБ;

 

Ãö144

ìêÔ440

fp(hi)

f 







(при номинальной нагрузке 2 А);

 

Ãö2,63

ìêÔ440

A0,5

fp(low)

f 







(при малой нагрузке 0,5 А).

Кривые характеристики «схема управления – выход» показаны на

рисунке 52.

Частота перехода на усилении должна быть меньше, чем f

/ 5 или

хо

n< 40 кГц / 5 = 8 кГц.

Определим усиление, необходимое для повышения функции

замкнутого контура до 0 дБ при заданной частоте перехода (необходимо

только для графика Боде):

 

äÁ24,95äÁ9,94

144

8000

20Log

20LogG

hifp



хо

= 52,4 (абсолютное усиление – потребуется позже).

Найдем «нуль» компенсационного усилителя ошибки в месте

наименьшего проявления полюса фильтра:

= 36,2 Гц.

132

Рисунок 52 – Графики Боде усиления и фазы для проекта с компенсацией:

а – диаграмма усиления; б – фазовая диаграмма

Найдем полюс компенсационного усилителя ошибки при самой

низкой предполагаемой частоте «нуля», обусловленной значением ESR

конденсатора:

еp

= f

p(ESR)

= 20 кГц (приблизительно).

Зная сопротивление резистора в верхнем плече делителя напряжения

+5 В (4,7 кОм), получаем:

ïÔ80

êÎì)(4,752,4êÃö)(82

C 











Принимаем С

= 82 пФ.

246êÎì)(4,752,4

R 

кОм.

Принимаем R

= 270 кОм.

133

016,0

êÎì)(270Ãö)(36,22

Ñ 











мкФ.

Принимаем С

= 0,015 мкФ.

На этом завершается проектирование элементов компенсации

контура обратной связи. Кривые для усилителя ошибки и общие графики

также показаны на рисунке 47. Список элементов схемы:

 C

, C

– 0,1 мкФ, 100 В, керамические;

 С

, С

– 100 мкФ, 50 В, оксидно-электролитические алюминиевые;

 С

– 10 мкФ, 20 В, танталовый;

 С

– 0,015 мкФ, керамический;

 С

– 82 пФ, 50 В, керамический;

 С

– 0,022 мкФ, 50 В, керамический;

 С

– 470 пФ, 50 В, керамический;

 С

– 47 мкФ, 35 В, танталовый;

 С

– 100 мкФ, 20 В, танталовый;

 С

– 0,1 мкФ, 50 В, керамический;

 С

, С14 – 220мкФ, 10 В, танталовые;

 С

– 100 мкФ, 20 В, танталовый;

 D

– 11 В, 500 мВт, стабилитрон 1N5241;

 D

– 1N4148;

 D

– MBR030;

 D

, D

– MUR110;

 D

–1N5824;

 L

– индуктор – см. текст выше;

 Q

– MPSA05;

 Q

– мощный полевой МОП-транзистор – МТР10N1 ОМ;

 R

, R

– 18 кОм; 0,25 Вт;

 R

– 1,2 кОм; 0,5 Вт;

 R

– 270 кОм; 0,25 Вт;

 R

– 1 кОм; 0,25 Вт;

 R

–120 Ом; 0,25 Вт;

 R

– 4,7 кОм; 0,25 Вт;

 R

– 51 кОм; 0,25 Вт;

 R

– 110 кОм; 0,25 Вт;

 R

– 1 кОм, переменное сопротивление;

 R

– 2,2 кОм; 0,25 Вт;

 T

– трансформатор – по заказу;

 U

– микросхема UC3 845 AN.

134

3.3 Универсальный обратноходовой преобразователь на 65 Вт с

входом переменного тока и несколькими выходами

Этот импульсный источник питания можно использовать для

электронных изделий, которые подключаются к источникам питания

напряжением от 85 до 240 В AC. Данный конкретный источник питания

можно «масштабировать» для обеспечения выходной мощности от 25 до

150 Вт. Он может использоваться в таких изделиях, как небольшие

офисные АТС и т.nп. Общая схема рассматриваемого преобразователя

показана на рисунке 55.

Проектная спецификация.

Диапазон входного переменного напряжения: 90..240 В, 50/60 Гц.

Выходы:

 +5 В DC, номинальный ток 1 А, минимум 750 мА;

 "±" 12 В DC, номинальный ток 1 А, минимум 100 мА;

 +24 ВDC, номинальный ток 1,5 А, минимум 0,25 А.

Напряжение пульсации на выходе:

 +5 В, плюс-минус 12 В – 100 мВ (максимум);

 плюс-минус 24 В – 250 мВ двойной амплитуды (максимум).

Выходная стабилизация:

 плюс-минус 5 В, плюс-минус 12 В – максимум плюс-минус 5%;

 плюс-минус 24 В – максимум плюс-минус 10%.

Защита системы и дополнительные свойства:

 подавление низкого уровня на входе – источник питания и само

изделие перестают функционировать всякий раз, когда входное

напряжение падает ниже 85 В AC плюс-минус 5%;

 сигнал пропадания питания микропроцессора – система питания

должна содержать выход открытого коллектора на тот случай,

когда напряжение на выходе плюс-минус 5 В падает ниже уровня

4,6nВ плюс-минус 5%.

Предпроектные оценки «черного ящика».

Общая выходная мощность:

= 5В ∙ 1А ± 2 ∙ 12В ∙ 1А + 24В ∙ 1,5А= 65 Вт.

Оценка входной мощности:

= Р

/  = 65 Вт / 0,8 = 81,25 Вт,

где  - КПД.

Входное постоянное напряжение:

от линии 110 В AC:

135

 V

in(L)

= 90 В AC ∙ 1,414 = 127 В DC;

 М

шт(Р)

= 130 В ФС ∙ 1,414 = 184 В DC;

от линии 220 В AC:

 V

in(L)

= 185 В AC ∙ 1,414 = 262 В DC;

 V

in(H)

= 240 В AC ∙ 1,414 = 340 В DC.

Средние входные токи:

 наибольшее среднее значение I

in(max)

= Р

/ V

in(min)

= 81,25 Вт / 127 В DC = 0,64 A DC;

 минимальное среднее значение I

in(min)

= Р

/ V

in(max)

= 81,25 Вт / 340 В DC = 0,24 A DC.

Примечание. Для первичной обмотки используйте провод #20 по

стандарту AWG или эквивалентный ему.

Оценка максимального тока:

рк

= 5,5 ∙ Р

out

/ V

(

min

) = 5,5 ∙ 65 Вт / 127 В = 2,81 А.

Охлаждение.

Приблизительный подсчет для обратноходовых преобразователей на

основе полевого МОП-транзисторах: 35% потерь – на МОП-транзисторах

и 60% – в выпрямителях.

Оценка потерь – 16,25 Вт (при КПД 80%).

Полевые МОП-транзисторы:

= 16,25 Вт ∙ 0,35 = 5,7 Вт.

Выпрямители:

 P

D(+5)

= (5/65) ∙ 16,5 Вт ∙ 0,6 = 0,75 Вт;

 P

D(±12)

= (12/65) ∙ 16,25 Вт ∙ 0,6 = 1,8 Вт;

 P

D(+24)

= (36/65) ∙ 16,25 Вт ∙ 0,6 = 5,4 Вт.

Примечание. Такое рассеяние тепла происходит внутри

свободностоящих навинченных радиаторов (например, радиаторы из

пермаллоя).

Предпроектные решения.

Топологией данного проекта является изолированный

обратноходовый преобразователь с несколькими выходами, который

должен удовлетворять требованиям безопасности UL, CSA и VDE. Эти

136

требования влияют на конструкцию конечного корпуса, трансформатора и

контура обратной связи по напряжению.

В качестве схемы управления следует использовать микросхему

контроллера UC3843P, работающего в токовом режиме на частоте 50 кГц.

Проектирование трансформатора.

В рассматриваемом приложении обычно в качестве типа сердечника

выбирают «Ш-Ш». Для данного уровня мощности подходящим размером

будет квадрат со стороной примерно 28 мм. В нашем примере будем

использовать материал «F» компании Magnetics, Inc. (феррокскуб ЗС8).

Номера для элементов сердечника от компании Magnetics, Inc.: сердечник

F-4315-EC и катушка РС-ВЗ515-L1.

Минимальная индуктивность первичной обмотки:

ìêÃí.452

(50000)A)(2,81

(0,5)B)(127

(max)in(min)

pri

L 











Воздушный зазор, требуемый для защиты сердечника от перехода в

состояние насыщения:

17ìì;ñì0,044

Òñ))(2000

ñì(0,904

10À)(2,81ìêÃí)(0,000451(3,14)0,4

max

10)

pri

Lπ(0,4

gap













Ближайший стандартный зазор для этого сердечника составляет 67

мм при A

, равном 100 мГн на 1000 витков. Окончательно для сердечника

принимаем следующие номера: с зазором – F-4351-EC-02; без зазора –

F-4351-EC-00.

Максимальное количество витков, требуемых для первичной

обмотки:

67,2

100ìÃí

0,451ìÃí

1000

pri

1000

pri

N 

витков (округляем до 67).

Количество витков, требуемых для вторичной обмотки выхода +5 В,

составляет:

3).äî(îêðóãëÿåìâèòêîâ2,9

(0,5)(127B)

0,5)(10,5)(5B67

maxin(min)

)

max

(1)

pri

sec















137

Определим количество витков для остальных обмоток:

)

sec

sec2







0,5B)(5B

(3)0,9B)(12B

12/









= 7,03 витков (округляем до 7),

0,5B)(5B

0,9B)(3)(24B







= 13,6 витков (округляем до 14).

Проверяем отклонения соответствующих выходных напряжений:

 "±" 12 В – 11,94 В – удовлетворительно;

 +24 В – 24,76 В – удовлетворительно.

Проектирование секции выходного фильтра.

Выходные выпрямители:

 выход +5 В:

;

in(max)

pri

sec

out

V 

20,3B;(340B)(3/67)5B

V 

 I

FWD

– I

> I

1 А; выбираем выпрямители на диодах Шотки

MBR340;

 "±" 12 В – используя тот же подход, что и описанный выше,

выбираем диоды MBR340;

 +24 – выбираем MUR420.

Определяем минимальные емкости конденсаторов выходного

фильтра:

 выход +5 В:

 

ìêÔ;270/100ìÂ(18ìêñ)(1,5A)

ired)ripple(des

off(max)

out(max)

out(min)









возьмем 2 на 150 мкФ, 10 В;

 выход плюс-минус 12 В – С

out

= 180 мкФ, берем два на 100 мкФ,

20nВ;

 выход +24В – C

out

= 180 мкФ, берем три на 47 мкФ, 35 В.

138

Проектирование секции контроллера-драйвера.

Рассчитаем параметры переключателя (мощный полевой МОП-

транзистор):

 V

DSS

);

out

sec

pri

in(max)

flbk

DSS

V 

DSS

> 340 В + (67/3)(5 В + 0,5 В) > 462 В;

 I

– примерно I

или > 3 А. Выбираем транзистор IRF740.

Выбор микросхемы контроллера.

Важными факторами для рассматриваемого приложения, которые

влияют на выбор микросхемы контроллера импульсного источника

питания, являются требуемый драйвер на полевых МОП-транзисторах

(двухтактный драйвер), однотактный выход, желаемый предел рабочего

цикла 50% и желаемое управление в токовом режиме. Наиболее

популярной промышленной микросхемой, удовлетворяющей всем этим

требованиям, является UC3845B.

139