9-й Международный симпозиум по электромагнитной совместимости и электромагнитной экологии

Подождите немного. Документ загружается.

211

voltage. The signalling is performed either from outside

the chamber with a signalling unit by air-link using sig-

nalling antenna or directly by special software from the

manufacturer. For US and all countries acting different to

the European approach, tests must be performed in verti-

cal and horizontal in semi-anechoic chambers or open

area test sites. The device is positioned on a non-

conductive support with a height of 0.80 m above a con-

ductive ground plane that covers the whole chamber. It is

a matter of fact that for these parameters the a priori

generated test-plan reduced the test effort at a high grade.

Table 2. Estimated Effort

Country

Aveage lead

time in weeks

Local

representative?

Number of test

samples

National

testing?

National

certifiation?

Australia 6 yes no no

Canada 2 yes yes yes (TCB)

China (CCC - no GSM) 18 yes 7 yes yes

China (NAL - no GSM) 20 yes 7 yes yes

EEA (R&TTE)

yes 2 yes no (NB)

Indonesia 8 no 1 yes yes

Japan 2 no yes yes (TCB)

Korea, South 12 yes 1 yes yes

Malaysia 12 yes 1 yes yes

Mexico (COFETEL & NOM) 10-12 yes 1 yes yes

New Zealand 6 yes no no

South Africa 8-10 yes 1 yes yes

Taiwan 12 yes 2 yes yes

USA 2 yes yes yes (TCB)

Conclusion

It is common to see manufacturers heavily investing in

market access. Each one has developed its own particular

way of dealing with this procedure. On one hand MRAs

created a very good business opportunity, allowing in-

country testing and certification and thus time and cost

reduction as well. On the other hand experience with

markets different to the MRA countries is allowing an

immense reduction of test effort. Usually this work can

be performed only by experts with local experience and

language and mentality knowledge as well. In many cases

the generation of fitting test-plans is quite complicate.

Therefore co-operation with an experienced laboratory is

recommended.

Information about the Author

Uwe Kartmann has been involved in the field of radio

testing and type approval for many years. As head of the

certification department at CETECOM, he is responsible

for R&TTE Notified Body and CAB services. In parallel

he is lecturer at the university of applied science in Saar-

brücken, Germany.

References

1. EN 300 328 V1.7.1: ETSI ERM: Wideband transmis-

sion systems; Data transmission equipment operating in

the 2,4 GHz ISM band and using wide band modulation

techniques; Harmonized EN covering essential require-

ments under article 3.2 of the R&TTE Directive. 2006

2. EN 301 893 V1.4.1 Broadband Radio Access Net-

works (BRAN); 5 GHz high performance RLAN; Har-

monized EN covering essential requirements of article

3.2 of the R&TTE Directive. 2008

3. 47 CFR Part 15: Title 47 of the Code of Federal

Regulations; Chapter I-Federal Communications Com-

mission subchapter A - general, Part 15-Radio frequency

devices. 2006

4. RSS 210: Spectrum Management and Telecommunica-

tions - Radio Standards Specification Low-power Licence-

exempt Radiocommunication Devices (All Frequency Bands):

Category I Equipment. 2007

5. ITU Radio Regulations Edition of 2008

Секция 4

ЭМС В РАДИОЭЛЕКТРОННЫХ СИСТЕМАХ,

УСТРОЙСТВАХ И КОМПОНЕНТАХ

Section 4

EMC IN RADIOELECTRONIC SYSTEMS, DEVICES,

AND COMPONENTS

215

ЦИФРОВАЯ КОРРЕКЦИЯ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ

Л.

И.

ВЕРИНА

ОССИЯ

А.

М.

ОБРЕШОВ

ОССИЯ

В.

Д.

УТОВ

ОССИЯ

Р.

А.

ЫБАЛКИН

ОССИЯ

Воронежский Государственный Университет, averina@phys.vsu.ru

Аннотация. Рассмотрены различные цифровые методы расширения динамического диапазона пере-

дающих систем путем линеаризации усилителя мощности и уменьшения пик-фактора сигнала. Ис-

следовано влияние различных параметров цифрового адаптивного корректора на линейность систе-

мы. Разработан алгоритм формирования многопозиционного сигнала, позволяющий уменьшить из-

менение его огибающей.

Abstract.

Different digital methods of transmitting systems dynamic range extension by power amplifier

linearization and signal PARP reduction were considered. The influence of digital predistortion parameters

on the linearity of system was researched. An algorithm of multiway signal forming, which allowed reduc-

ing envelope changing, was developed.

Введение

В настоящее время в беспроводных системах

связи используются многопозиционные сигналы и

сигналы со многими поднесущими [1], которые по-

зволяют передавать больше данных в фиксирован-

ном диапазоне частот. Однако они имеют очень вы-

сокую чувствительность к искажениям усилителя

мощности (УМ), нелинейность которого накладыва-

ет ограничение на уровень мощности передаваемого

сигнала и приводит к перекачке энергии сигнала в

соседний канал приёма, что ухудшает электромаг-

нитную совместимость системы связи. Поэтому су-

ществует потребность более эффективного исполь-

зования выделенного частотного диапазона в сочета-

нии с высокой эффективностью потребления энергии

и высоким качеством передаваемых сигналов.

Одним из возможных решений этой проблемы

является применение методов цифровых предыска-

жений [2] и модификации процесса цифрового фор-

мирования сигналов, которые позволяют повысить

качество сигнала и расширить динамический диапа-

зон всей системы. Внесение предыскажений в пере-

даваемый сигнал значительно улучшает линейность

всей системы при одновременном достижении высо-

кого КПД усилителя. Модификация процесса фор-

мирования цифрового сигнала позволяет снизить его

пик-фактор, что приведёт к дополнительному увели-

чению динамического диапазона всей системы.

В данной работе ставилась задача исследовать

влияние различных параметров цифрового адаптив-

ного корректора на качество работы передающей

системы, а также разработать алгоритм формирова-

ния цифрового многопозиционного сигнала, позво-

ляющий уменьшить изменение его огибающей.

Критерий линейности систем

В качестве количественной меры линейности

систем, работающих с широкополосными сигналами,

часто используется параметр ACPR, который опре-

деляется соотношением:

сос.кан. осн.кан.

10 lg( / ),

ACPR P P=

дБ,

где P

осн.кан

- средняя мощность сигнала в основном

канале, P

сос.кан.

- средняя мощность сигнала в сосед-

нем канале. Уровень ACPR является характеристи-

кой электромагнитной совместимости системы, оп-

ределяющей плотность частотного распределения

каналов связи. Из определения ACPR видно, что его

величина определяется двумя факторами: нелиней-

ной характеристикой системы и характеристиками

используемого сигнала. Вид передаточной характе-

ристики устройства и характер ее нелинейности оп-

ределяет значение средней мощности сигнала в со-

седнем канале и изменение средней мощности сиг-

нала в основном канале на выходе системы. Вид ис-

пользуемого сигнала определяет само значение

средней мощности сигнала в основном канале.

Метод цифровых предыскажений

Метод цифровых предыскажений заключается в

том, что перед подачей сигнала на УМ он искажается

таким образом, чтобы скомпенсировать дальнейшие

искажения, вносимые усилителем. Для этого перед

УМ ставится дополнительное устройство – коррек-

тор. Обычно это ПЛИС, в ячейки памяти которой

записывается корректирующая таблица (LUT), ста-

вящая в соответствие амплитуду сигнала и модуль и

фазу корректирующего коэффициента. Затем цифро-

вой сигнал умножается на этот коэффициент. Для

расчёта LUT необходимо знать амплитудную (АХ) и

фазо-амплитудную (ФАХ) характеристики усилите-

ля. Так как эти характеристики могут изменяться

(температурные изменения, изменение напряжения

источника питания, старение транзисторов), то необ-

ходима адаптация LUT. Для этого применяется об-

ратная ветвь и вводится цифровой блок адаптации

[3]. Блок адаптации использует квадратуры исходно-

го и усиленного сигналов, корректирует значения

LUT и периодически перезаписывает их в память. На

216

рис.1 изображена блок-схема системы с адаптивны-

ми предыскажениями.

Рис. 1

Влияние параметров корректора на увеличе-

ние линейности усилителя мощности

В работе исследовалось влияние различных па-

раметров цифрового корректора на увеличение ди-

намического диапазона выходного усилителя мощ-

ности. В качестве УМ был выбран усилитель

MRF060 фирмы Freescale, работающий в режиме А,

получены его нелинейные характеристики и смоде-

лирована система, представленная на рис.1. Модели-

рование проводилось в среде AWR с использованием

блока адаптации, реализующего расчёты в Matlab.

При этом использовался сигнал с цифровой модуля-

цией QAM16 и центральной частотой спектра 1900

МГц.

Вначале рассматривалось влияние метода ап-

проксимации АХ и ФАХ усилителя на качество ра-

боты корректора. При этом использовались два под-

хода: аппроксимация полиномами и интерполяция

сплайнами.

Рис. 2

На рис.2 показаны зависимости ACPR от средней

мощности входного сигнала для исследуемой систе-

мы без коррекции (кривая 1), коррекция со сплайн

интерполяцией (кривая 2), коррекция с аппроксима-

цией характеристик полиномом пятого порядка

(кривая 3) и коррекция с аппроксимацией полиномов

девятого порядка (кривая 4). Из графиков видно, что

при малых мощностях входного воздействия (до -

10дБВт) аппроксимация полиномами не даёт кор-

рекции, а только ухудшает ACPR. Увеличение степе-

ни полинома уменьшает ACPR, но качественно не

изменяет картину. Это связано с тем, что в области

малых амплитуд полином неправильно описывает

характеристики усилителя. При средних значениях

мощности усиливаемого сигнала (от -10дБВт до -

3дБВт) аппроксимация сплайнами лучше корректи-

рует работу системы. И, наконец, в области больших

значений входных мощностей обе аппроксимации

дают похожий результат.

При построении корректирующей функции

задаётся общий коэффициент усиления системы

корректор-УМ. Если его выбрать не максимально

возможным, то можно расширить динамический

диапазон устройства. Поэтому было проведено ис-

следование эффективности коррекции при аппрок-

симации на различные коэффициенты усиления. В

качестве метода аппроксимации характеристик при

этом использовалась сплайн интерполяция. На рис.3

показаны полученные зависимости ACPR от средней

мощности входного сигнала при различных значени-

ях коэффициента усиления (кривая 1 – система без

коррекции, 2 – коррекция на максимальный коэффи-

циент усиления К

=28.5дБ, 3 – коррекция на

=26.3дБ, 4 – коррекция на К

=24.3дБ, 5 - коррек-

ция на К

=21.8дБ). Видно, что при больших значени-

ях средней мощности входного сигнала (от -8дБВт

до 5дБВт) можно улучшить коррекцию системы за

счёт уменьшения коэффициента усиления.

Рис. 3

После выбора корректирующей функции необ-

ходимо определить, сколько её значений записать в

корректирующую таблицу N, т.е. определить раз-

мерность LUT. Для этого в работе исследовались

зависимости ACPR от N для различных значений

средней мощности входного сигнала. Оказалось, что

для меньших значений входных мощностей требует-

ся больший размер корректирующей таблицы для

сходимости ACPR. Но эта закономерность не прямо

пропорциональна. Уменьшить размерность LUT и

улучшить ACPR можно путём дополнительных рас-

чётов после считывания данных из корректирующей

таблицы. В обычном случае значения корректирую-

щих коэффициентов для мгновенного значения

входной амплитуды выбираются путём “подтягива-

217

ния” этой амплитуды к ближайшему значению из

корректирующей таблицы. Используя линейную ап-

проксимацию между значениями LUT, можно более

точно посчитать корректирующие коэффициенты.

При таком подходе можно будет ограничиться зна-

чением размерности таблицы 32 для любого значе-

ния средней входной мощности.

Рис. 4

На рис.4 показаны зависимости ACPR от средней

входной мощности сигнала для N=32 (кривая 1 –

система без коррекции, 2 – обычная коррекция, 3 –

коррекция с дополнительной линеаризацией). Видно,

что дополнительная линеаризация даёт уменьшение

ACPR для большого диапазона входных мощностей.

Помимо традиционного метода заполнения кор-

ректирующей таблицы, когда диапазон значений

входных амплитуд делится на равные промежутки,

был рассмотрен метод, при котором на равные про-

межутки делится диапазон значений корректирую-

щей функции. Линеаризация, полученная при таком

заполнении таблицы при N=32, приведена на рис.4

пунктирной линией (кривая 4). Видно, что она улуч-

шает ACPR только при малых значениях входных

мощностей.

Учитывая все предыдущие результаты, был

смоделирован цифровой корректор для исследуемого

усилителя, который позволил расширить динамиче-

ский диапазон системы на 5дБ по уровню ACPR=-

45дБ.

Метод адаптации

Как уже указывалось выше, система должна

адаптироваться к изменению различных характери-

стик усилителя. Различают несколько методов адап-

тации: линейная и методом секущих [3]. Метод се-

кущих сходится быстрее, однако он требует более

громоздких вычислений, а также дополнительный

объём памяти для хранения двух предыдущих итера-

ций. Поэтому в данной работе использовался метод

линейной адаптации. Для исследования процесса

адаптации была смоделирована система представ-

ленная на рис.1. Изменение корректирующих коэф-

фициентов можно проводить как в режиме реального

времени, так и через какие-то промежутки времени.

В работе был выбран второй вариант ввиду дуплекс-

ности системы связи, для которой проводилось дан-

ное исследование. При этом коррекция коэффици-

ентов производилась через равные промежутки вре-

мени равные длительности 2000 символов. В качест-

ве нестабильного параметра было выбрано напряже-

ние питания усилителя.

Сначала подбирались параметры цифрового

корректора и рассчитывались корректирующие ко-

эффициенты для заданного режима работы усилите-

ля по методике, изложенной выше. Затем напряже-

ние на стоке транзистора менялось, и система адап-

тировалась, изменяя корректирующие коэффициен-

ты. В работе проводилось сравнение адаптации для

различных представлений в таблице корректирую-

щих коэффициентов. А именно, в корректирующей

таблице можно хранить коэффициенты для амплиту-

ды и фазы сигнала (первый способ), а можно – для

синфазной I и квадратурной Q составляющих сигна-

ла (второй способ).

Рис. 5

На рис.5 показана зависимость ACPR от времени для

смоделированной системы с адаптацией с различны-

ми представлениями корректирующей таблицы (кри-

вая 1 – первый способ, кривая 2 – второй способ). В

момент времени t

произошло изменение напряже-

ния питания усилителя, что повлекло за собой изме-

нение его нелинейных характеристик и резкое уве-

личение ACPR. За промежуток времени (t

-t

) для

первого способа и (t

-t

) для второго способа система

скорректировала значения коэффициентов с помо-

щью линейной адаптации под изменившиеся условия

работы. При этом уровень ACPR упал до прежнего

значения лишь в первом случае. При использовании

второго способа представления таблицы система не

вышла на прежнее значение ACPR, но при этом сам

процесс адаптации прошёл быстрее. Это связано с

тем, что первый способ требует дополнительного

времени на преобразование квадратур в фазу и ам-

плитуду сигнала.

Модификация формирования сигнала

Как уже было сказано, уровень ACPR определя-

ется не только нелинейностью передающей системы,

но и характеристиками самого сигнала – его пик-

218

фактором. В цифровых системах на выходе модуля-

тора стоят формирующие фильтры, увеличивающие

пик-фактор передаваемого сигнала. В настоящее

время наиболее часто используется сглаживающий

фильтр типа корень из приподнятого косинуса, кото-

рый позволяет исключить межсимвольную интерфе-

ренцию. Однако при этом он увеличивает пик-

фактор сигнала на 4дБ. Это происходит из-за того, то

сигнальные траектории проходят рядом с началом

координат комплексной плоскости, тем самым уве-

личивая максимальное изменение амплитуды сигна-

ла.

В работе предлагается модификация процесса

формирования цифрового сигнала для уменьшения

его пик-фактора. Суть модификации состоит в изме-

нении сигнальной траектории при переходе из одной

точки созвездия к другой, а именно исключения воз-

можности прохода траектории через область, близ-

кую к нулю. Для этого был разработан алгоритм пе-

реходов, исключающий область вблизи нуля, со-

гласно которому траектория рассчитывается исходя

из положения текущей и следующей точки: если

угол между направлениями на две точки меньше

критического, то они просто соединяются прямой, в

противном случае переход осуществляется через

промежуточную точку, находящуюся на внутренней

окружности созвездия. После этого сигнал также

пропускается через формирующий фильтр, но уже

более низкого порядка. В результате картина пере-

ходов на сигнальной плоскости будет выглядеть, как

показано на рис.6.

Рис.6

Данный алгоритм может либо напрямую ис-

пользоваться при модуляции, либо составляется таб-

лица переходов и, применяя её, производится проце-

дура модуляции. В результате разработанного мето-

да удалось понизить значение пик-фактора сигнала

QAM16 на 1,5дБ.

С помощью компьютерного моделирования вы-

бранные сигналы пропускались через исследуемый

усилитель, на выходе которого рассчитывался их

уровень ACPR. Полученные зависимости ACPR от

средней мощности сигнала на входе системы показа-

ны на рис.7. Здесь кривая 1 соответствует сигналу

QAM16, кривые 2 - модифицированному (без нуля)

сигналу QAM16 и, наконец, кривая 3 - модифициро-

ванному сигналу, прошедшему через систему кор-

ректор-УМ. Видно, что предложенный алгоритм

формирования сигнала позволяет дополнительно

расширить динамический диапазон системы на 1дБ.

Рис. 7

На этом же графике пунктирными кривыми по-

казаны зависимости ACPR для обычного (кривая 4) и

модифицированного (кривая 5) сигналов, прошед-

ших через усилитель мощности, работающий в ре-

жиме АВ. Видно уменьшение уровня ACPR на 10дБ

во всём диапазоне исследуемых входных мощностей.

Заключение

В работе исследовано влияние различных пара-

метров цифрового адаптивного корректора на каче-

ство работы передающей системы. При этом подоб-

раны параметры, позволяющие расширить динами-

ческий диапазон усилителя мощности на 5дБ. Также

разработан алгоритм формирования цифрового мно-

гопозиционного сигнала, уменьшающий его пик-

фактор и приводящий к дополнительному расшире-

нию диапазона на 1дБ. Данный алгоритм позволяет

также значительно уменьшить уровень нелинейных

искажений сигнала при прохождении через усили-

тель мощности, работающий в режиме с отсечкой.

Литература

1. Grebennikov A. Linearity Improvement Tech-

niques for Wireless Transmitters: Part 2 / A. Greben-

nikov // High frequency electronics, 2009. – June. - P.

44-53.

2. Teikari I. Controlled RF input/output predistor-

tion for a class AB power amplifier/ I. Teikari [et al] // In

Proceedings of NORCHIP’032003. – P.204-207.

3. Muhonen K. Look-up table techniques for adap-

tive digital predistortion: A development and compari-

son/ K. Muhonen, M. Kahverad, R. Krishnamoorthy //

IEEE Transactions on Vehicular Technology, 2000. –

Vol.49. – P.1995-2002.

219

DIGITAL CORRECTION IN THE POWER AMPLIFIER

VERINA

USSIA

OBRESHOV

USSIA

HUTOV

USSIA

А.

YBALKIN

USSIA

Voronezh State University, averina@phys.vsu.ru

Today, there is a need of more effective usage of al-

located frequency range combined with high efficiency

of energy consumption and high quality of transmitted

signals. One of possible solutions is application of digital

predistortion methods and modification of digital signal

shaping process that would allow improving the signal

quality and expanding dynamic range of the system. The

aim of this study was to explore influence of different

digital adaptive corrector parameters on quality of work

of transmitting system, and to develop an algorithm of

digital multiway signal shaping which would allow re-

ducing of its envelope changing.

The idea of digital predistortion method is that be-

fore reaching power amplifier (PA) the signal is distorted

in a way to compensate further distortions which are

caused by amplifier itself. For that purpose corrector is

placed before amplifier. Usually it is a FPGA to memory

cells of which correcting table (LUT), that sets accor-

dance between signal amplitude and module and phase

of correcting coefficient, is written. Fig. 1 shows a flow-

chart of digital predistortion system.

Fig. 1.

The influence of different digital corrector parame-

ters on dynamic range extension of output power ampli-

fier was explored. MRF060 Freescale amplifier was used

as a class A power amplifier, nonlinear characteristics of

which were found in the study. The signal with digital

modulation QAM16 and 1900 MHz central frequency of

spectrum was used. ACPR parameter was used as quan-

titative measure of linearity of the system. Two methods

of nonlinear characteristics approximation were ex-

plored: spline approximation and polynomial approxima-

tion. It was found that the first one was preferable. It was

also found that linearity of the system could be increased

by reducing power gain and utilizing linear approxima-

tion for LUT values.

The system should be adaptable to changes of dif-

ferent amplifier parameters. Linear adaptation method

was chosen in that study. LUT coefficients were cor-

rected in equal time intervals. In adaptation for two dif-

ferent LUT table representations there were compared:

signal amplitude and phase coefficients (the first

method) and for in phase I and quadrature Q signal com-

ponents coefficients (the second method). It was found

that the second one increased speed of adaptation proc-

ess in comparison to the first one but worsened linear

properties of the system.

An algorithm for modification of digital signal

shaping process to reduce its peak factor was also sug-

gested. The idea of that modification is in changing sig-

nal trajectory when transiting from one constellation

point to another to eliminate the possibility of it being in

domain close to zero. This algorithm could be used for

modulation directly. Another option is to compound

transition table, which would be later utilized by modu-

lation procedure. As a result of using suggested method,

peak factor of QAM16 signal was decreased by 1.5 dB.

The modified signal was sent through the examined am-

plifier, at output of which ACPR level was calculated.

Found dependencies are shown on Fig. 2.

Fig. 2.

Curve 1 matches QAM16 signal, curve 2 matches

modified (without zero) QAM16 signal and curve 3

matches modified signal that was sent through corrector

– power amplifier system. It is seen that dynamic range

of examined system was increased by 6 dB for ACPR = -

45dB.

220

МЕТОДИКА РЕШЕНИЯ ЗАДАЧ ПРОЕКТИРОВАНИЯ ПЕЧАТНЫХ

ПЛАТ ЦИФРОВЫХ ЭЛЕКТРОННЫХ СРЕДСТВ С УЧЕТОМ

КРИТЕРИЕВ ЭЛЕКТРОМАГНИТНОЙ СОВМЕСТИМОСТИ,

С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ ЭВОЛЮЦИОННЫХ АЛГОРИТМОВ

И.

В.

УЗДАЛЬЦЕВ

ОССИЯ

С.

Ф.

ЕРМОШЕНЦЕВ

ОССИЯ

НИУ Казанский государственный технический университет им. А.Н.Туполева, iliasuzd@mail.ru

Аннотация. Предлагается методика, основанная на учете критериев и ограничений электромагнит-

ной совместимости при решении задач проектирования печатных плат. Описываются критерии и ог-

раничения задач проектирования. Для поиска оптимального решения многокритериальных задач

предлагается использование эволюционных алгоритмов. Обсуждаются результаты экспериментов,

подтверждающих эффективность применения предлагаемой методики и эволюционных алгоритмов

решения задач проектирования печатных плат.

Abstract. A method based on criterions and restrictions of the EMC for solving tasks in designing of printed

circuit boards is proposed. Mentioned criterions and restrictions are described. The using of evolution meth-

ods to search optimal solutions for multi-criterions tasks is offered. There is a discussion of experiments,

proving the effectiveness of using the method and evolution algorithms for solving problems in designing of

printed circuit boards.

Введение

Основные тенденции развития современных

цифровых электронных средств (ЭС) направлены на

повышение их быстродействия, степени интеграции

и надежности. Однако увеличение быстродействия за

счет повышения тактовых частот, а также рост сте-

пени интеграции путем сближения компонентов и

межсоединений печатной платы ведет к появлению

различного рода побочных электромагнитных помех.

Воздействие электромагнитных помех, в свою оче-

редь, может приводить к искажению сигналов в

межсоединениях и компонентах печатной платы или

появлению паразитных сигналов, что в конечном

итоге влечет за собой нарушение функционирования

цифровых ЭС. Таким образом, снижение электро-

магнитных помех в межсоединениях печатных плат

и, тем самым, обеспечение ЭМС является весьма

актуальной проблемой при проектировании цифро-

вых ЭС.

В настоящее время проектирование печатных

плат цифровых ЭС производится с использованием

систем автоматизированного проектирования

(САПР). Однако, даже наиболее многофункциональ-

ные САПР (Board Station, Expedition Enterprise,

PADS, CR5000, CadStar, PCB Design Studio, OrCAD,

P-CAD и др.) не позволяют обеспечить эффективно-

го решения представленной проблемы.

Целью данной работы является повышение ка-

чества проектных решений задач проектирования

печатных плат с учетом требований по обеспечению

ЭМС.

Описание методики

В докладе рассматривается этап конструктор-

ского проектирования печатных плат, который

включает с себя решение таких оптимизационных

задач, как компоновка, размещение и трассировка.

Задача компоновки заключается в поиске оптималь-

ного распределения множества компонентов функ-

ционально-логической схемы либо принципиально-

электрической схемы устройства по печатным пла-

там. В рамках задачи размещения происходит поиск

оптимального месторасположения на печатной плате

компонентов принципиально-электрической схемы.

Задача трассировки заключается в определении оп-

тимальной конфигурации межсоединений компонен-

тов на печатной плате. Обобщенная методика реше-

ния каждой задачи проектирования печатных плат, с

использованием специализированных программных

модулей, представлена на рис. 1. Для снижения

уровня электромагнитных помех, в соответствии с

этой методикой, предлагается решать задачи проек-

тирования печатных плат с учетом критериев и огра-

ничений ЭМС. На основе результатов предваритель-

ного анализа ЭМС и требований технического зада-

ния на разработку ЭС выбор критериев и ограниче-

ний задач осуществляется лицами, принимающими

решение (ЛПР), в качестве последних выступают

разработчики печатных плат.

Рассмотрим критерии и ограничения задач про-

ектирования печатных плат. Для реализации крите-

рия и ограничения ЭМС компоновки, в качестве ис-

ходных данных задачи множество цепей и компо-

нентов электрической принципиальной схемы ЭС

предлагается распределить по классам. Кроме того,

рекомендуется определить возможность размещения