Виноградов А.Б. Векторное управление электроприводами переменного тока

Подождите немного. Документ загружается.

значений выходного напряжения. Для всех вариантов расчета справед-

ливо выражение

(8.9)

02430121

++=

T .

Вариант 1

. Если выполняется условие

min

max

−

≤

(8.10)

где

— минимально допустимая ширина импульса переключения

силового ключа МПЧ, то выходное напряжение и входной ток форми-

руются без искажений (вектор эквивалентного выходного напряжение

и угловое положение вектора входного тока строго соответствуют

своим заданным значениям). Расчеты выполняются следующим обра-

зом

min

Суммарная величина нулевых интервалов полуцикла

czsum

TUU )1(

max0

−=

(8.11)

Интервалы включения значащих векторов

sumc

−

;

112

;

123

;

224

при

[6...0[

sec

;

(8.12)

sumc

−

;

211

;

123

;

224

при

[3...6[

sec

Интервалы включения нулевых векторов рассчитываются исходя

из условия равенства эквивалентных напряжений элементарных

троек, входящих в элементарный полуцикл, что обеспечивает ми-

нимизацию пульсаций выходного тока при заданной частоте пере-

ключений:

)()(

)))()(((

432max211max

01max2max1max4321

ττττ

τττττ

+++

+−++

UUU

sum

;

(8.13)

01002

−

sum

141

Вариант 2. Если выполняется условие

min

1max

min

max

ττ

−

≤<

−

(8.14)

то выходное напряжение формируется без искажений, а угловое поло-

жение вектора входного тока может отклоняться от заданного значе-

ния. Расчет интервалов включения векторов выполняется таким обра-

зом, чтобы отклонение углового положения вектора входного тока от

своего заданного значения было минимальным.

Интервалы включения нулевых векторов приравниваются мини-

мально допустимой ширине импульса управления силовыми клю-

чами преобразователя:

min01

= ;

min02

(8.15)

Если выполняется условие UUU

∆

≥

−

2max1max

, где

∆

— ма-

лая величина допустимого отклонения от заданного напряжения,

то расчет интервалов включения значащих векторов напряжения

выполняется следующим образом:

)1(

111 swsum

K+=

;

112

−

sum

;

)1(

123 swsum

;

324

−

sum

при

[6...0[

sec

;

(8.16)

)1(

112 swsum

;

211

−

sum

;

)1(

124 swsum

;

423

−

sum

при

[3...6[

sec

где

2max1max

min2max

)2(

TUTU

ccz

sum

−

−−

;

summincsum

−

=τ — суммарные интервалы включе-

ния основных и вспомогательных образующих векторов.

Если условие UUU

∆

≥

−

2max1max

не выполняется, то точность

расчета по п.2 становится неудовлетворительной и расчет интер-

валов включения значащих векторов выполняется по формулам

(8.12) при условии, что

min0

sum

142

Вариант 3. Если выполняется условие

min

1max

−

> ,

(8.17)

то выходное напряжение и направление вектора входного тока форми-

руются с вынужденным отклонением от их заданных значений. В этом

режиме из алгоритма управления полностью исключается вспомога-

тельная элементарная тройка векторов и для формирования алгоритма

используются только основные (максимальные) образующие векторы.

Расчет интервалов включения векторов выполняется следующим обра-

зом:

;

; 0

)1(

1max

−=

; если

min01

то

min01

−

;

1012

−

T при [6...0[

sec

;

−

;

2011

−

T при [3...6[

sec

В формирование алгоритма управления МПЧ, кроме рассмотрен-

ных выше, входят следующие операции:

Назначение соответствия между вектором напряжения и про-

должительностью его включения. Расчет интервалов включения век-

торов напряжения по расчетным схемам рис.8.4 производится безотно-

сительно к их фактической последовательности включения в форми-

руемом элементарном полуцикле. Всего возможно четыре варианта

следования векторов в пределах одного и того же их состава, выбран-

ного по табл

. 8.2 и минимизированного по числу переключений преоб-

разователя.

Вариант 1. Прямая последовательность элементарных троек (сна-

чала основная, затем вспомогательная) и прямая последователь-

ность векторов в первой элементарной тройке:

02340121

UUUUUU

−

−− .

Вариант 2. Прямая последовательность элементарных троек и об-

ратная последовательность векторов в первой элементарной трой-

ке:

02430112

UUUUUU

−

−− .

143

Вариант 3. Обратная последовательность элементарных троек и

прямая последовательность векторов в первой элементарной трой-

ке:

01120243

UUUUUU

−

−− .

Вариант 4. Обратная последовательность элементарных троек и

обратная последовательность векторов в первой элементарной

тройке:

01210234

UUUUUU

−

−− .

Последовательность элементарных троек каждый раз изменяется

на противоположную при переходе к новому полуциклу. Последова-

тельность векторов в первой элементарной тройке определяется сле-

дующим логическим выражением:

,)])(())([(

))](())([(

secsec

UzI

NOddandNOdd

orNOddandNOddOrderV =

где

— функция, возвращающая логическую единицу при

нечетном значении своего целочисленного аргумента

)(XOdd

Назначение соответствия между комбинациями векторов на-

пряжения и состояниями силовых ключей МПЧ. Выполняется в соот-

ветствии с табл. 8.1.

Расчет интервалов коммутации ключей МПЧ в пределах фор-

мируемого элементарного полуцикла векторов напряжения, отсчиты-

ваемых от момента окончания предыдущего полуцикла.

Формирование импульсов управления всеми активными эле-

ментами (транзисторами) преобразователя, в частности, согласно ме-

тоду четырехэтапной коммутации для двунаправленных силовых клю-

чей с общим коллектором.

8.3. Результаты моделирования

На рис.8.5…8.7 представлены результаты моделирования процес-

сов, протекающих в МПЧ с рассмотренными выше алгоритмами

управления при его работе в составе асинхронного электропривода с

двигателем 4А112МА6У3(

кВтP

nom

; об/мин950N

nom

;

; A4,7I

nom

= нмM

nom

На рис.8.5 изображены временные диаграммы выходного напря-

жения фазы

а ( ), его эквивалентного (усредненного на полуцикле

модуляции) значения (

), выходного тока фазы а ( ), входного

144

напряжения фазы

А ( ), входного тока фазы А (

) и его эквива-

лентного значения (

) для двух установившихся режимов работы

привода: а)

Гцf

вых

nom

М ; б) Гцf

вых

100

nom

M5,0=

0.60 0.65 0.70

-12

0.60 0.65 0.70

-400

400

-20

-400

400

....

а)

1.84 1.86 1.88

-30

1.84 1.86 1.88

-400

400

-40

-400

400

....

б)

Рис.8.5. Временные диаграммы входных и выходных переменных МПЧ в

установившемся режиме работы асинхронного привода: а

—

Гцf

вых

20=

nom

; б —

Гцf

вых

100

nom

M5,0

В целях большей наглядности мгновенные значения выходного

напряжения и входного тока показаны точечными диаграммами без

соединительных линий. Мгновенные значения входных напряжения и

тока показаны для условия питания МПЧ от сети бесконечно большой

мощности и отсутствия входного

-фильтра. Подключение -LC LC

145

фильтра обеспечивает желаемый уровень высокочастотных (опреде-

ляемых частотой коммутации ключей) пульсаций тока, потребляемого

(отдаваемого) питающей сетью. Так как частота модуляции достаточно

высока относительно частоты сети (2…10 кГц), то необходимый

фильтр оказывается достаточно легким. Из диаграмм эквивалентных

значений переменных отчетливо виден синусоидальный закон измене-

ния выходного напряжения и входного тока при

коэффициенте сдвига

основной гармоники входного тока относительно входного напряже-

ния, близком к единице.

1.2 1.3 1.4 1.5

-400

400

-20

-300

300

1.2 1.3 1.4 1.5

-30

Рис.8.6. Временные диаграммы переменных МПЧ в режиме разгона асин-

хронного привода по задатчику интенсивности с

Гцf 10

до

Гцf 100=

На рис.8.6 изображены временные диаграммы входного напряже-

ния и эквивалентного значения входного тока фазы

А, эквивалентных

значений выходного напряжения и тока фазы

а, полученные в режиме

разгона привода с частоты 10 Гц до частоты 100 Гц с интенсивностью

146

330 Гц/с при уровне ограничения предельного значения заданного вы-

ходного напряжения: 0,82

, где — уровень напряжения на вхо-

де. Система регулирования – разомкнутая с реализацией статического

закона частотного управления, формирующего номинальное потокос-

цепление ротора в режиме холостого хода двигателя. Из диаграмм

видно, что во всех режимах сохраняется совпадение по фазе входного

напряжения и тока и обеспечивается синусоидальный закон изменения

эквивалентных значений выходного напряжения и входного

тока

МПЧ. При выходных напряжениях, превышающих 0,82

, законы

изменения эквивалентных значений выходного напряжения и входного

тока будут отклоняются от синусоидальных. Однако даже в этом слу-

чае гармонический состав входного тока в области низких частот зна-

чительно лучше гармонического состава входного тока традиционного

ШИМ- преобразователя частоты с неуправляемым выпрямителем.

Максимальный коэффициент передачи МПЧ по напряжению

=0,82 без искажений выходного напряжения и входного тока

был получен при следующих параметрах системы управления: перио-

де полуцикла модуляции

=125 мкс; минимально допустимой шири-

не импульса переключения

вх

maxU

min

=3,5мкс. При идеальных ключах пре-

образователя (

min

=0) максимальный коэффициент равен своему тео-

ретическому пределу:

maxU

2/3

0.6 0.7 0.8 0.9

-30

0.6 0.7 0.8 0.9

-400

400

-10

-60

Рис.8.7. Временные диаграммы переменных векторно-управляемого асин-

хронного привода с МПЧ в режиме реверса момента нагрузки с уровня

на скорости

nomc

MM =

nom

5,0

147

На рис.8.7 изображены временные диаграммы входного напряже-

ния и эквивалентного значения входного тока фазы

А, электромагнит-

ного момента и эквивалентного значения тока статора фазы

а двигате-

ля в режиме реверса момента нагрузки с уровня

nomc

на ско-

рости

nom

5,0 при работе МПЧ в составе асинхронного электропри-

вода с системой адаптивно-векторного управления [18]. На диаграм-

мах виден переход преобразователя в режим рекуперации энергии в

сеть. Входной ток МПЧ становится противофазным входному напря-

жению, при этом сохраняется закон его изменения, близкий к сину-

соидальному.

9. Построение тепловой защиты преобразователя

частоты на основе динамической тепловой модели

IGBT- модуля

Выбор силовых полупроводниковых приборов, работающих в уст-

ройствах с большими кратностями перегрузок по току, в частности в

высокодинамичных электроприводах переменного тока с векторным

управлением, определяется, как правило, не номинальными значения-

ми нагрузок, а необходимой перегрузочной характеристикой, то есть

зависимостью тока перегрузки от времени при заданном температур-

ном режиме работы преобразователя.

Важнейшим условием, опреде-

ляющим надежность работы полупроводникового преобразователя,

является наличие защиты его силовых ключей от токовых перегрузок.

Наиболее эффективная защита ключей реализуется на основе контроля

температуры их кристаллов. Так как непосредственное измерение тем-

пературы кристалла выполнить весьма проблематично, то реализацию

температурной защиты преобразователя осуществляют обычно на ос-

нове контроля температуры в

других точках: на охладителе в непо-

средственной близости от силового модуля либо с помощью встроен-

ного в модуль датчика, измеряющего температуру корпуса кристаллов.

Очевидно, что вследствие инерционности датчиков температуры и на-

личия переходных тепловых сопротивлений «охладитель

—корпус» и

«корпус

—кристалл» контроль температуры в указанных точках может

эффективно защищать модуль только при относительно длительных

перегрузках с небольшими кратностями перегрузочного тока. В ре-

зультате приходится ограничивать допустимую величину перегрузки

по току на заведомо заниженном уровне, чтобы кратковременные

большие токовые перегрузки, не отслеживаемые датчиком температу-

ры, не приводили к тепловому разрушению кристалла. Реализация

148

времятоковой защиты по широко известному критерию

∫

dtI

в слу-

чае с кратковременными перегрузками IGBT также не способна защи-

тить кристалл от теплового разрушения. Существенно расширить диа-

пазон допустимых токовых перегрузок (в некоторых режимах работы

привода более чем на 50 %) позволяет построение температурной за-

щиты преобразователя частоты на основе динамической модели теп-

ловых процессов IGBT-модуля.

Методология и алгоритмы расчета потерь

в элементах модуля и

температуры кристаллов достаточно хорошо изложены в публикациях

ведущих фирм-производителей IGBT, таких как EUPEC, SEMIKRON,

Mitsubishi, и в других работах, в частности в [48]. В настоящее время

все упомянутые фирмы-производители распространяют на своих сай-

тах программы автоматического теплового расчета IGBT-модулей:

IPOSIM, SEMISEL, MelcoSim соответственно. Эти программы и поло-

женные в их основу алгоритмы

расчетов специально разрабатывались

для автоматизации теплового анализа режимов работы силовых клю-

чей и процесса выбора модуля на этапе проектирования изделия по

наиболее напряженному квазиустановившемуся тепловому режиму его

работы. Программы оснащены хорошими средствами визуализации

входных данных и результатов расчета. Результаты тепловых расчетов

представляются в виде набора функциональных зависимостей потерь,

температур, предельных

выходных токов IGBT-модуля в зависимости

от режима его работы. В качестве входных данных задаются тип моду-

ля и его корпуса, а также интегральные характеристики выбранного

установившегося режима работы, а именно действующее значение вы-

ходного тока; частота основной гармоники; частота ШИМ; входное

напряжение инвертора; коэффициент модуляции;

)cos(

нагрузки;

температура корпуса. Если в тепловой расчет входит выбор системы

охлаждения, как у фирмы SEMIKRON, то дополнительно задаются не-

обходимые для этого параметры, а именно температура окружающей

среды; количество ключей и параллельно соединенных модулей на од-

ном радиаторе; способ охлаждения; скорость воздуха или жидкости в

системе принудительного охлаждения; тепловое сопротивление «теп-

лосток

— окружающая среда».

Однако принятый в этих моделях алгоритм вычислений, основан-

ный на задании интегральных параметров установившегося режима

работы, и тем более форма представления результатов, получаемых в

процессе расчетов, не удобны для построения температурной защиты

IGBT-модуля по следующим причинам.

Эффективная тепловая защита должна в реальном масштабе вре-

мени учитывать изменения всех основных параметров, влияющих

на мгновенное значение температуры кристалла, во всех возмож-

149

ных режимах работы привода, как в статических, так и в динами-

ческих.

В реальном частотно-регулируемом электроприводе частота ос-

новной гармоники, выходной ток, коэффициент модуляции,

)cos(

являются переменными величинами, изменяющимися в

широких пределах.

Частота модуляции в современных приводах также является пере-

менной. В системах с жестким законом формирования ШИМ она

доступна для изменения пользователю в широких пределах (от

единиц до десятков кГц). В системах с релейным способом фор-

мирования ШИМ, в частности в системах прямого управления мо-

ментом и в системах с релейным контуром

тока, понятие фиксиро-

ванной частоты модуляции вообще отсутствует.

Тепловая защита должна учитывать особенности конкретного ал-

горитма формирования ШИМ и ограничения, связанные с «неиде-

альностями» динамических свойств силовых ключей и системы

управления.

9.1. Тепловая модель IGBT-модуля

При построении тепловой модели [51] были приняты следующие

базовые принципы и допущения.

Тепловой расчет выполняется на основе информации о мгновенных

значениях переменных: токов, протекающих через элементы модуля

(транзисторы и обратные диоды); входного напряжения инвертора;

мгновенного состояния всех элементов модуля. Такой подход обес-

печивает инвариантность алгоритма теплового расчета к интеграль-

ным, усредненным на периоде основной гармоники, значениям пе-

ременных, а также к способу

формирования и виду ШИМ. Усредне-

ние переменных допускается только на малых интервалах, меньших

значения самой малой тепловой постоянной времени кристаллов.

Анализ параметров тепловых моделей IGBT-модулей 3-го поколения

серий FP, FS фирмы EUPEC показал, что тепловые постоянные време-

ни кристаллов в основном лежат в интервале [0,002…0,1] с. Средне-

квадратичная оценка постоянной времени кристаллов при аппрокси-

мации

тепловой модели одним экспоненциальным участком составля-

ет величину, близкую к 0,03 с для всех типоразмеров модулей. С уче-

том этого интервал усреднения потерь может выбираться из условия

. Полагаем, что на интервалах времени, меньших , на-

дежную защиту модуля обеспечивает двухуровневая максимально-

токовая защита: первый уровень – программный, второй – аппаратный,

реализованный на основе контроля насыщения силовых ключей.

мсT

2≤

150