Тоискин В.С., Петренко В.И., Бибарсов М.Р., Мишин Д.Ю. Системы радиосвязи

Подождите немного. Документ загружается.

171

2. При выводе ИСЗ на эллиптическую орбиту полезная нагрузка мо-

жет быть увеличена вдвое, по сравнению с выводом на круговую с таким же

периодом обращения.

Для снижения влияния эффекта Доплера целесообразно использо-

вать для связи участки орбиты, прилегающие к апогею, на которых скорость

ниже, следовательно, доплеровский сдвиг не велик.

Выбор наклонения орбиты производится исходя из двух соображе-

ний:

- расположения области земного шара, которую необходимо обеспе-

чить связью;

-исходя из обеспечения стабильности линии апсид (вследствие несфе-

ричности Земли происходит вращение линии апсид).

5. Связь с северными районами при помощи геостационарных ИСЗ

нецелесообразна вследствие малых углов возвышения антенн (возрастают

потери и

шумы).

6. Возможность непосредственного выведения ИСЗ в плоскость орби-

ты определяется географической широтой стартовых площадок. Если ее ши-

рота

ϕ , то можно обеспечить наклонение орбиты от ϕ до 90

, причем чем

больше наклонение отличается от

ϕ, тем выше энергетические затраты при

запуске. Для обеспечения наклонения меньше

ϕ необходимо дополнительное

маневрирование ИСЗ на орбите.

7.2 Виды и особенности многостанционного доступа

Использование бортового ретранслятора для работы одной радиоли-

нии является дорогим удовольствием, поэтому возникла задача использова-

ния ретранслятора для передачи сигналов большого количества ЗС.

Многостанционный доступ (МСД) представляет собой специфиче-

скую особенность ССС, позволяющую эффективно использовать пропуск-

ную способность ретрансляторов

связи.

Под многостанционным доступом понимают возможность обращения

(доступа) нескольких ЗС к одному РС, при котором все ЗС могут передавать

через ствол РС свои сигналы одновременно.

7.2.1 Общие сведения о МСД

Ретранслятор, установленный на ИСЗ, представляет собой много-

ствольное приемопередающее устройство. Число стволов в современных

спутниковых ретрансляторах может достигать 24 и более.

Передача сигналов

разных ЗС по разным стволам обычно никаких затруднений не вызывает. Но

на практике повсеместно используется передача сигналов множества ЗС че-

рез один ствол ретранслятора.

Возможность доступа нескольких ЗС к одному стволу ретранслятора

при котором все станции могут одновременно передавать через

этот ствол

свои сигналы называют

многостанционным доступом (МСД).

172

Принцип МСД рассмотрим на модели системы спутниковой связи

(ССС), состоящей из одного РС и нескольких ЗС (рис. 7.9). Полагаем, что

между ЗС ведется парная дуплексная работа по многоканальным линиям.

Сигналы всех ЗС ССС объединяются в РС, образуя многостанционный сиг-

нал, который проходит от приемника РС к его передатчику. Аппаратура и

оборудование

РС (антенны, фидерные тракты, элементы приемника и пере-

датчика) обеспечивающие трансляцию всего многостанционного сигнала, со-

ставляют

многостанционный тракт.

РС

Приемная часть

Антенна

приемная

ЗС

Передающая часть

Антенна

передающая

Рисунок 7.9 - Принцип многостанционного доступа

Основной проблемой МСД является обеспечение разделимости сиг-

налов, приходящих на РС и передаваемых с него в сторону ЗС. При этом вза-

имные помехи между сигналами отдельных ЗС не должны превышать допус-

тимого уровня, а эффективность использования энергетического потенциала

на РЛСС должна быть достаточно высокой.

Задача разработчика МСД в общем случае состоит в том, чтобы найти

ансамбль сигналов ортогональных или близких к ортогональным, при кото-

рых энергетические показатели ретранслятора (мощность и полоса частот)

использовались бы наиболее полно, а уровень взаимных помех между сигна-

лами был бы наименьшим и оказывал минимальное влияние на разделимость

и помехоустойчивость приема

каждого сигнала.

Это специфическая особенность спутниковой связи, позволяющая

существенно повысить эффективность использования стволов спутникового

ретранслятора. Вместе с тем, характерное для МСД условие одновременной

173

ретрансляции через общий ствол нескольких сигналов предъявляет серьез-

ные требования к методам передачи и разделения этих сигналов. Из-за не-

идеальности характеристик реальных трактов (ограниченная полоса частот,

нелинейность амплитудных и фазовых характеристик) возникают взаимные

помехи между сигналами, ухудшающие качество их разделения и приема ЗС.

При работе многих ЗС через один РС

в области размещения приемной

антенны РС образуется результирующее электромагнитное поле за счет элек-

тромагнитных колебаний, приходящих от ЗС. Эти колебания могут отличать-

ся друг от друга частотой, временем излучения, формой (структурой), поля-

ризацией, направлением (углом) прихода. Эти различия и могут послужить

основой для различения сигналов в РС. При передаче сигналов

с РС они так-

же должны иметь отличительные признаки, достаточные для надежного их

различения на ЗС.

По признакам различимости сигналов можно выделить следующие

способы МСД:

МСД с частотным различением сигналов (МДЧР);

МСД с временным различением сигналов (МДВР);

МСД с различением сигналов по форме или с кодовым различением

сигналов (МДКР);

МСД с пространственным различением сигналов (МДПрР);

МСД с поляризационным различением сигналов (МДПР).

При наличии нескольких отличительных признаков различимости

имеют место комбинированные способы МСД. Следует отметить, что на вос-

ходящем и нисходящем участках РЛСС могут использоваться различные спо-

собы МСД.

МСД в ССС принято также классифицировать по

способу предостав-

ления ресурсов (частотных, временных или энергетических) РС потребите-

лям. По этому признаку различают МСД с

закрепленным ресурсом и МСД с

предоставлением ресурса РС

по требованию корреспондента.

При МСД с закрепленным ресурсом каждой ЗС выделяется свой ре-

сурс (отдельная полоса частот, строго определенный временной интервал

или часть мощности РС). Причем на все время работы

i-й ЗС никакая другая

j-я ЗС ССС не имеет права использовать в своих интересах ресурс i-й ЗС не-

зависимо от того, передает она сообщение или нет.

При МСД с предоставлением ресурса по требованию каждая ЗС ана-

лизирует занятость каналов РС и при необходимости включается в свобод-

ный канал (например, частотный или временной). Применение такого спосо-

ба МСД особенно эффективно для ССС, в которых имеет место

малая ин-

формационная нагрузка хотя бы для отдельных ЗС.

Кроме того, МСД может быть организован как через РС

без обработ-

ки

сигналов на борту, так и с обработкой; при работе глобальным лучом РС,

либо при обеспечении

зонального обслуживания.

Каждый из них имеет свои особенности и порождает специфические

эффекты при МСД. Все эти эффекты снижают использование пропускной

174

способности ретранслятора при МСД по сравнению с односигнальным ре-

жимом работы.

Для сравнительной оценки различных методов МСД необходимо

иметь соответствующий критерий.

Эффективность МСД принято оценивать

по степени использования пропускной способности (или емкости) ретрансля-

тора в зависимости от числа сигналов

)(з

∑

(для дискретных сигналов)

)(з

∑

(для непрерывных сообщений)

где C

и N - соответственно пропускная способность ствола ретранслятора

в односигнальном режиме и число телефонных сигналов, которое может

быть передано через этот ствол на одной несущей частоте в отсутствие МСД;

и N

- пропускная способность и число телефонных сигналов, кото-

рое может быть передано в части общего ствола ретранслятора, отведенной

i-й ЗС при МСД.

Показатель

η(n)- монотонно убывающая функция числа передаваемых

сигналов, причем наиболее эффективен тот метод, при котором эта зависи-

мость выражена наименьшим образом.

7.2.2 МСД с частотным различением сигналов

МДЧР является наиболее простым и распространенным способом.

При МДЧР каждая ЗС передает свои сигналы в отведенном ей участке спек-

тра с полосой

Δf

(рис. 7.10).

Δ f

Δf

рс ПРД

Δf

рс ПРМ

Δf

Рисунок 7.10 - МСД на основе частотного разделения сигналов.

175

Между сигналами ЗС предусматриваются защитные частотные интер-

валы Δf

, позволяющие в месте приема разделить сигналы ЗС с требуемой

точностью.

Δf

=2Δf

+2ΔF

+Δf

где

Δf

- абсолютная нестабильность частоты излучаемых сигналов;

ΔF

- уход частоты за счет эффекта Доплера;

Δf

- минимальная частотная расстройка соседних сигналов, при кото-

рой достигается требуемая избирательность приемника ЗС по соседнему ка-

налу.

Между сигналами ЗС в полосе пропускания ретранслятора преду-

сматриваются защитные частотные интервалы

Δf

Сигналы всех ЗС принимаются приемником РС в полосе

Δf

РС ПРМ

, пе-

реносятся в полосу излучения РС -

Δf

РС ПРД

и излучаются в сторону Земли.

Полосы частот приема и передачи не перекрываются, а структура спектров

сигналов входного и выходного многостанционных сигналов полностью сов-

падают.

Рассматриваемый способ МСД позволяет достаточно просто осущест-

вить разделение сигналов ЗС. Для этого достаточно настроить приемники ЗС

на частоты сигналов корреспондентов. При МДЧР не требуется синхрониза-

ция работы всех ЗС, но стабильность частот опорных генераторов и избира-

тельность приемников должны быть достаточно высокими, чтобы обеспечить

эффективное использование полосы частот РС. Следует отметить, что син-

хронизация на уровне отдельных радиолиний в общем случае должна быть,

так как в РЛСС передаются многоканальные сигналы, цифровые групповые

потоки.

Несмотря на положительные

несомненные свойства, ССС с МДЧР об-

ладают и рядом существенных недостатков, к числу которых относятся:

потери выходной мощности передатчика РС; в многосигнальном

режиме;

наличие перекрестных помех между сигналами из-за нелинейности

амплитудной характеристики РС;

наличие эффекта преобразования амплитудной модуляции в фазо-

вую (АМ-ФМ преобразование), приводящего к появлению фазовых шумов;

подавление слабых сигналов сильными;

взаимный отбор мощности ретранслируемыми сигналами.

Рассмотрим подробнее эти эффекты. Но для уяснения их сущности

необходимо иметь некоторую модель многостанционного сигнала.

При МДЧР сигнал, поступающий на вход РС, представляет собой

сумму квазигармонических парциальных сигналов ЗС, каждый из которых в

общем случае может быть модулирован по амплитуде и (или) фазе:

[]

∑

ϕ+ω=

iii

tttUtu

)(cos)()(

(7.1)

176

Сигналы ЗС приходят на вход РС асинхронно и имеют случайную фа-

зу, значение которой можно считать распределенным равномерно на интер-

вале 0...2

π.

Процесс образования многостанционного сигнала, как функции вре-

мени, удобно показать графически с помощью векторного представления

парциальных сигналов (рис. 7.11).

(t)

u(t)

Рисунок 7.11 - Процесс образования многостанционного сигнала при ЧМСД

Из рисунка (7.11) видно, что сложение векторов сигналов со случай-

ной фазой дает результирующий вектор многостанционного сигнала, имею-

щий случайную амплитуду и фазу. Функция распределения суммарного сиг-

нала для

N одинаковых парциальных сигналов с постоянными огибающими

(что соответствует частотной и фазовой модуляции) имеет вид:

, при cos21

)(

0 i

NUx

x 〈

⎥

⎦

⎤

⎢

⎣

⎡

⎟

⎠

⎞

⎜

⎝

⎛

+=ω

∑

∞

(7.2)

где

- амплитуда парциального сигнала на входе РС;

- функция Бес-

селя нулевого порядка.

Если многоствольный сигнал состоит из большого числа независимых

сигналов ЗС, то можно считать его распределение вероятностей нормальным,

а огибающая такого сигнала распределена по закону Релея:

(

)

2exp σ−

=ω x

(x)

(7.3)

где

- дисперсия многостанционного сигнала.

Одной из характеристик многостанционного сигнала на входе РС яв-

ляется пик-фактор

мсд

, определяемый как отношение пиковой мощности, не

превышаемой с некоторой вероятностью, к средней мощности суммы

N гар-

монических колебаний:

мсд

(7.4)

177

где a - пиковый уровень суммарного сигнала, не превышаемый с вероят-

ностью

p(a).

Или иначе:

сигнала. суммарного

мощность средняя РС;ниесопротивле входное

ью;вероятност заданной с япревышаема не сигнала, суммарного ность

-мощ пиковаягде

вх

вхвх

вх

mвх

пиквх

вх

пиквх

мсд

∑

−

⎟

⎠

⎞

⎜

⎝

⎛

⎟

⎠

⎞

⎜

⎝

⎛

==ν

В частности, для многостанционного сигнала, состоящего только из

сигнала одной ЗС, при вероятности не превышения пиковой мощности, рав-

ной единице, пик-фактор равен двум, т.к. при этом пиковая мощность

вх

пиквх

а средняя мощность .

вх

Для случая работы двух ЗС с оди-

наковой амплитудой входного сигнала на РС:

мсд

=4, т.к.

)2(

вх

пиквх

а .

вх

Графики зависимости

мсд

от N для различных вероятностей не пре-

вышения пикового значения приведены на рис. 7.12.

1 10 100

1 0

1 2

дб

0,9999

0,9

0,99

0,999

0,8

Рисунок 7.12 - Пикфактор многостанционного сигнала при частотной модуляции

Анализ графиков показывает, что для N≥10 с вероятностью 0,99 пик-

фактор не превышает 8 дБ, а с вероятностью 0,999 приближается к 11 дБ.

Эффекты, имеющие место при МДЧР, обуславливаются как структу-

рой многостанционного сигнала, так и характеристиками РС.

РС (как и усилитель мощности ЗС) работают в нелинейном режиме.

Модель РС с нелинейностью в полосе пропускания показана на рис. 7.13.

178

Безинерционная

амплитудная

нелинейность

Узкополосные

входные сигналы

вх

(t)

V(t)

вых

(t)

F(u)

Рисунок 7.13 - Модель нелинейного РС

Сигнал на входе амплитудной нелинейности определяется как

[

]

)(cos)()()( cos)()( ttAtttAtu

вх

где

ϕ - мгновенная полная фаза сигнала.

Такое представление входного сигнала может соответствовать как од-

ному сигналу, так и нескольким сигналам на входе, т.е. произвольному вход-

ному сигналу в полосе пропускания. Выходной сигнал безынерционного не-

линейного элемента определяется как

[]

[

]

= cos)()()( tAFtuFtv

вх

(7.5)

Так как функция

v(t) является периодической функцией Θ, то v(t)

можно представить в виде ряда Фурье по аргументу Θ:

...2cos)(cos)()(

210

+= tgtggtv

(7.6)

Полосовой фильтр пропустит только частотные компоненты в окрест-

ности

Θ и подавит постоянную составляющую и компоненты 2Θ, 3Θ, ... .

В предположении линейности фазовой и равномерности амплитудно-

частотной характеристик фильтра сигнал на выходе РС в основной полосе

пропускания с центром на частоте

ω будет

,cos)()(

Agtu

вых

(7.7)

где

[]

ΘΘ==

∫

dtuFAgAg

вх

cos)(

)()(

(7.8)

есть преобразование Чебышёва 1-го порядка характеристики

F(x), опреде-

ляющее огибающую выходного сигнала в основной полосе частот.

Типичными примерами безынерционной амплитудной нелинейности

являются предельный ограничитель (рис. 7.14,а) и кусочно-линейный огра-

ничитель (рис. 7.4,б).

179

(u)

-V

a) б)

Рисунок 7.14 - Модель ограничителей

Основываясь на моделях сигнала и РС рассмотрим эффекты, имею-

щие место при многостанционном доступе с частотным различением сгналов

(МДЧР).

7.2.3 Энергетические особенности МСД на основе частотного

различения сигналов

К основные энергетическим особенностям, возникающим при МДЧР,

как уже отмечалось, относятся следующие:

- подавление слабых сигналов сильными;

- взаимный отбор мощности ретранслируемыми сигналами;

потери выходной мощности передатчика РС;

- перекрестные помехи между сигналами;

- АМ-ФМ преобразование.

Остановимся более подробно на этих особенностях.

Подавление слабых сигналов сильными.

Подавление слабого сигнала сильным проявляется в том, что отноше-

ние мощностей слабого и сильного сигналов на выходе нелинейного тракта

()

вых

уменьшается по сравнению с входным

(

)

вх

. Покажем это.

Предположим, что

⎩

⎨

⎧

−

≥

0 при

)(

(7.9)

т.е. имеет место предельное ограничение.

Подставив (7.9) в (7.8), получим

= cos

)(

вых

(7.10)

Пусть входной сигнал представляет собой сумму двух гармонических

колебаний, т.е.

tUtUtu

вх 2211

coscos)(

(7.11)

(Заметим, что при отдельном воздействии каждой из этих составляю-

щих

вых )2(1

cos

)( ω

Что будет при одновременном воздействии двух сигналов?

180

Пусть

ω−ω

тогда

tt )cos(cos

tttt

sinsincoscos ωΩ−ωΩ=

()

.sinsincoscossinsin

coscoscoscoscos)(

1212112

12112211

ttUttUUttU

ttUtUtUtUtu

вх

ωΩ−ωΩ+=ωΩ−

−

ωΩ

После преобразований можем записать:

[

]

,)(cos)()(

tttAtu

вх

(7.12)

где

cos

1)(

⎟

⎠

⎞

⎜

⎝

⎛

+Ω+=

UtA

(7.13)

⎥

⎦

⎤

⎢

⎣

⎡

⎟

⎠

⎞

⎜

⎝

⎛

Ω+Ω=ϕ t

t cos1sinarctg)(

(7.14)

Допустим, что

UU − >V

, т.е. условие ограничения выполняются для

всех значений амплитуды результирующего сигнала, тогда согласно (7.10)

[]

)(cos

)(

вых

ϕ+ω

Это колебание будет иметь вид фазомодулированного колебания, фаза

которого изменяется по закону (7.14). При

<<U

выражение (7.14) примет

вид:

;sinsinarctg)(

t Ω≈

⎟

⎠

⎞

⎜

⎝

⎛

Ω≈ϕ

.)cos(

)cos(

cos

sinsincos

sinsin

ωcossincos

sincos

)(

⎥

⎦

⎤

⎢

⎣

⎡

Ω−ω−Ω+ω−ω

⎥

⎦

⎤

⎢

⎣

⎡

ωΩ−ω

≈

⎟

⎠

⎞

⎜

⎝

⎛

−

⎟

⎠

⎞

⎜

⎝

⎛

⎥

⎦

⎤

⎢

⎣

⎡

Ω+ω

вых

(7.15)

Здесь учтено, что при

<<U

1sincos

≈

⎟

⎠

⎞

⎜

⎝

⎛

Ωt

.sinsinsin

Ω≈

⎟

⎠

⎞

⎜

⎝

⎛