Шарапов А.В. Аналоговая схемотехника

71

Схемы по рис. 10.3 обеспечивают лишь усиление по току. Амплитуда

входного напряжения должна быть несколько больше требуемой амплитуды

U

вых

, т.к. коэффициент усиления по напряжению эмиттерного повторителя

меньше единицы. Для уменьшения нелинейных искажений транзисторы вы-

ходного каскада переводят в режим АВ и обычно запитывают от каскада

предварительного усиления, выполненного на транзисторе VT1 по схеме с ОЭ

(рис. 10.4). Необходимое для режима АВ начальное смещение выходных

транзисторов VT2 и VT3 создается за счет падения напряжения на диодах VD1

и VD2. Каскад на VT1обеспечивает усиление по напряжению, а выходной

каскад на VT2, VT3 – усиление по току. С ростом температуры уменьшается

падение напряжения на диодах, что способствует температурной стабильно-

сти начального режима работы транзисторов VT2, VT3. Падение напряжения

на диодах должно быть равно 2U

ЭБ20

. Если оно меньше, между диодами VD1 и

VD2 можно включить подстроечный резистор.

Ток покоя выходных транзисторов выбирают порядка пяти процентов

от максимального тока нагрузки

.05,0

Н0

II

=

При этом среднее значение тока выходных транзисторов в номиналь-

ном режиме

.33,0

Нср

II

=

Мощность, потребляемая выходным каскадом, .

срΣ

EIP

=

КПД выходного каскада

Σ

Н

η

P

= .

Рис. 10.4 – Выходной каскад в режиме АВ

I

Б

А

В

R

1

–

+

R

2

R

Э

R

К

R

Н

V

T

1

V

T

2

C

2

C

1

C

Э

V

T

3

VD1

VD2

Е

U

вх

I

Б2 max

I

Б20

I

Б2 m

U

ЭБ2 m

U

ЭБ2 max

U

ЭБ20

72

Величину емкости конденсатора связи с нагрузкой C2 по допустимому

коэффициенту частотных искажений М

С2

на нижней граничной частоте f

н

можно оценить следующим образом:

,

1)(π2

1

2

2выхНн

−+

≥

С

MRRf

С

где

β1

Б2

2ЭБ

К

вых

+

=

m

I

U

R

R – выходное сопротивление эмиттерного повторителя.

Резистор R

Э

обеспечивает температурную стабилизацию режима рабо-

ты транзистора VT1. Падением напряжения на R

Э

задаются небольшим, чтобы

сохранить высокий КПД каскада. За счет резистора R

Э

вводится последова-

тельная ООС по постоянному току. Если блокировочный конденсатор С

Э

не

поставить, то она будет действовать и на переменном токе, увеличивая вход-

ное сопротивление каскада, но снижая коэффициент усиления по напряже-

нию до величины

)β1(

β

ЭЭ 11

К

++

=

Rh

R

K

U

. При наличии конденсатора С

Э

отри-

цательная обратная связь на переменном токе отсутствует и коэффициент

усиления по напряжению равен

Э 11

К

β

h

R

K

U

= .

Для стабилизации режима работы выходных транзисторов резистор R1

часто подключают не к источнику Е, а к общей точке эмиттеров VT2 и VT3.

Тогда в усилителе действует на постоянном токе местная ООС по току за счет

резистора R

Э

и общая ООС по напряжению за счет резистора R1. Но парал-

лельная ООС по напряжению будет и на переменном токе. Она снизит вели-

чины входного и выходного сопротивлений каскада. Входное сопротивление

усилителя в этом случае можно рассчитать по формуле

Э

U

h

K

R

RR

11вх

1

2= .

Недостаток рассматриваемой схемы состоит в том, что максимально

достижимая амплитуда переменного напряжения на коллекторе транзистора

VT1

заметно меньше половины напряжения источника питания Е, т.е. недос-

таточна для полной раскачки оконечных транзисторов. При их полной рас-

качке амплитуда напряжения на нагрузке максимальна и близка к Е/2, а тре-

буемая амплитуда переменного напряжения на базах оконечных транзисторов

больше, так как они включены по схеме эмиттерных повторителей. Остаточ-

ное напряжение на транзисторе VT2, например, равно

max2Б2ЭБ

IRU

К

+ . Если

уменьшить R

К

, то упадет коэффициент усиления по напряжению, больший

ток потребуется в рабочей точке транзистора VT1 и труднее будет открыть

VT3. Остаточное напряжение на транзисторе VT3 равно

Эmin1КЭ3ЭБ

UUU

+

+ .

Поэтому двойной размах напряжения на нагрузке меньше Е.

73

Для полной раскачки выходного каскада амплитуда синусоидального

напряжения на его входе должна быть больше Е/2. Добиться этого и значи-

тельно повысить макси-

мальную выходную мощ-

ность и КПД можно, приме-

няя в каскаде поло-

жительную обратную связь

(рис. 10.5). Она подается в

цепь питания VT1 через эле-

менты R

св

и С

св ,

и ее называ-

ют обратной связью по пита-

нию или вольтодобавкой.

ПОС увеличивает напря-

жение питания предоко-

нечного каскада в полупериод

закрывания VT1, что позволя-

ет снять с VT1 амплитуду на-

пряжения, до-статочную для

полного открывания VT2. За

счет ПОС существенно воз-

растает и коэффициент уси-

ления кас-када по напряже-

нию.

При большой величине мощности, отдаваемой в нагрузку (единицы–

десятки ватт), для уменьшения тока покоя VT1 в двухтактном выходном кас-

каде применяют составные транзисторы, причем оконечные транзисторы бе-

рут однотипными с целью их унификации (рис. 10.6). Такие схемы каскадов

называют схемами с квазидополнительной симметрией. Здесь транзисторы

VT2, VT4 образуют составной эмиттерный повторитель (ОК-ОК), а транзисто-

ры VT3, VT5 – двухкаскадный усилитель ОЭ-ОЭ со стопроцентной последо-

вательной ООС по напряжению, также неинвертирующий фазу, имеющий

1≈

U

K и другие характеристики, подобные каскаду с ОК. Резисторы R3-R6

служат для симметрирования схемы и стабилизации исходных рабочих точек

оконечных транзисторов. Чтобы R5 и R6 не сильно уменьшали КПД, их со-

противления берут порядка 5…10% от R

Н

. Сопротивления резисторов R3 и R4

принимают такими, чтобы их токи были в несколько раз больше исходных

токов баз VT4 и VT5. Требуемое исходное напряжение на R

см

близко к сумме

пороговых напряжений база-эмиттер транзисторов VT2, VT3, VT4 и составля-

ет около двух вольт. Для термостабилизации тока покоя оконечных транзи-

сторов вместо резистора R

см

часто включают два-три последовательно соеди-

ненных диода.

Рис. 10.5

–

Каска

д

с вольто

д

обавкой

R

1

–

+

R

2

R

Э

R

К

R

Н

V

T

1

V

T

2

C

2

C

1

C

Э

V

T

3

R

см

Е

U

вх

R

с

в

С

св

74

Усилитель питается от двухполярного источника. В точке покоя на-

пряжение на нагрузке устанавливается равным нулю (это можно сделать из-

менением сопротивления резистора R1) и выходной конденсатор большой

емкости не требуется. В УНЧ используются цепь параллельной ООС по на-

пряжению через резистор R1 и вольтодобавочная цепь параллельной положи-

тельной обратной связи по напряжению за счет элементов R

св

и С

св

.

По переменному току резистор R

св

включен параллельно нагрузке. По-

этому, чтобы на нем терялась незначительная часть выходной мощности,

принимают

()

Нсв

40...20 RR ≥

. Обычно выбирают

Ксв

RR

=

.

Требуемая максимальная выходная мощность транзисторов

()

ННН~

5 RRRPP +

=

.

Максимальная амплитуда тока нагрузки

ННН

2 RPI

max

= .

Ориентировочное значение напряжения питания одного плеча

()

остНН

5 URRIЕ

max

+

=

,

где остаточное напряжение составляет примерно 1 В, так как коллекторы

транзисторов VT2 и VT4 соединены и

БЭ4ост

UU >

.

Рис. 10.6 – Выходной каскад УНЧ с

квазидополнительной симметрией

R

1

R

2

R

Э

R

К

V

T

1

V

T

2

C

1

C

Э

V

T

3

R

см

Е

U

вх

R

св

С

св

R

Н

-

Е

V

T

4

V

T

5

R

6

R

4

R

5

R

3

75

11 ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ

11.1 Дифференциальный усилительный каскад

При контроле и измерении многих неэлектрических величин возникает

необходимость усиления сигналов очень низких частот. Для этого требуются

усилители постоянного тока. УПТ обычно запитывают от двухполярного ис-

точника и обеспечивают в точке покоя U

вых

= 0 при U

вх

= 0. При построении

УПТ невозможно использование разделительных конденсаторов и трансфор-

маторов в цепи связи между каскадами и с нагрузкой, поэтому применяется

непосредственная (гальваническая) связь каскадов.

Усилители постоянного тока имеют специфический недостаток – дрейф

нуля, затрудняющий усиление малых напряжений и токов. Дрейф нуля за-

ключается в том, что с течением времени изменяются токи транзисторов и на

выходе появляется напряжение в отсутствие входного сигнала. Причины

дрейфа – нестабильность источников питания, старение транзисторов, изме-

нение температуры окружающей среды. Нестабильность выходного напряже-

ния УПТ ∆U

вых

принципиально не отличается от полезного сигнала.

Величину дрейфа обычно оценивают дрейфом нуля, приведенным ко

входу УПТ:

.

∆

вых

др

e

K

U

e = (11.1)

Таким образом, е

др

– это такой источник, подключение которого ко вхо-

ду УПТ компенсирует нестабильность выходного напряжения.

Приведенный к входу дрейф нулевого уровня одиночного каскада УПТ

на биполярном транзисторе нельзя сделать меньшим ∆U

Т

, т.е. примерно

2 мВ/К. Введение отрицательной обратной связи не снижает е

др

, так как, на-

ряду со снижением нестабильности рабочей точки, еще в большей степени

уменьшается коэффициент усиления каскада.

Для уменьшения дрейфа, кроме стабилизации питающих напряжений,

применяют специальные схемы (рис. 11.1), так называемые дифференциаль-

ные или балансные усилительные каскады (ДУ). Каскад обычно питается от

двухполярного источника (с одинаковыми по величине напряжениями +Е и

−Е), относительно общей точки которого ведется отсчет входных (

вх1

U

и

вх2

U ) и выходных (

вых1

U и

вых2

U ) напряжений (рис. 11.1, а). Симметрия схе-

мы относительно генератора постоянного тока

г

I практически устраняет

дрейф нулевого уровня из-за температурного смещения входных и выходных

характеристик транзисторов

VT1 и VT2 (транзисторы идентичны).

Если входные напряжения

вх1

U

и

вх2

U

совпадают по фазе и одинаковы

по амплитуде (такие сигналы называют синфазными)

сфвх2вх1

UUU

=

,

76

то токи в плечах ДУ остаются постоянными (в силу симметрии схемы они

равны

2

г

I

). При этом

2

гвых2вых1 К

RIЕUU

−

=

, а между коллекторами

VT1

и

VT2

отсутствует разность потенциалов

0

вых2вых1вых

=

−

=

UUU .

+Е

−Е

а

)

I

г

R

К

R

К

I

1

I

2

U

вых1

U

вых2

U

вх2

U

вх1

VT

1

VT

2

08,

02,

4−

+4

б

)

I

/

I

г

I

1

/ I

г

I

2

/ I

г

U

вх

/φ

Т

Если на вход ДУ подается дифференциальный входной сигнал

0

вх2вх1вх

≠−= UUU , то происходит перераспределение токов между плеча-

ми каскада, но сумма токов

г21

III

=

+

остается постоянной. На рис. 11.1, б

показаны зависимости

I

1

и I

2

от

вх

U , определяемые соотношениями

(

)

Т

U

eII

ϕ

вх

1

г1

−

+= и

(

)

Т

U

eII

ϕ

вх

1

г2

+= ,

где

ϕ

Т

kT

e

=

− температурный потенциал;

k − постоянная Больцмана;

Т − температура перехода по абсолютной шкале;

е − заряд электрона.

При комнатной температуре

ϕ

Т

≈

26

мВ. Линейный диапазон измене-

ния входного дифференциального напряжения составляет примерно 2

ϕ

Т

, а

полный

− 4ϕ

Т

. Если нагрузка включается между коллекторами VT1 и VT2

(например, стрелочный милливольтметр), реализуются усилительные свойст-

ва обеих половин ДУ. Но часто используется и несимметричный выход, когда

в качестве выходного сигнала используется изменение

вых1

U или

вых2

U

(

вых1

U∆ и

вых2

U∆ равны по величине, но противоположны по фазе).

Рис. 11.1 – Дифференциальный усилитель (

а)

и его вольтамперная характеристика (

б)

77

Для оценки коэффициентов передачи по напряжению для входного

дифференциального сигнала

вх

вых1

1

U

K

∆

= и

вх

вых2

2

U

K

∆

= (рис. 11.2, а)

воспользуемся эквивалентной схемой для приращений напряжений и токов

(рис. 11.2,

б).

Входное сопротивление для дифференциального сигнала (обходим кон-

тур

ABC )

()

[]

Э11эб

б

ббээээбб

б

вх

2β12 hrr

i

iriririr

i

U

r =++=

+

==

, (11.2)

т.е. в два раза больше, чем для каскада по схеме с общим эмиттером.

Приращения выходных напряжений

Кбвых1вых2

β RiUU

=

∆

−

=

∆ .

Коэффициенты усиления входного дифференциального напряжения

Э11

К

бвх

Кб

вх

вых2

12

2

β

h

R

ir

Ri

U

KKK ==

∆

=−== . (11.3)

Переменная составляющая напряжения в точке

В (общая точка эмитте-

ров транзисторов

VT1 и VT2) равна половине

вх

U . Она является входным

сигналом для транзистора

VT2, включенного по схеме с общей базой. Его

входное сопротивление является элементом последовательной обратной связи

по току для транзистора

VT1

, увеличивающим входное сопротивление со

стороны базы этого транзистора.

+Е

−Е

а)

∼

∆

U

вых1

∆

U

вых2

R

К

R

К

I

г

U

вх

VT

1

VT

2

B

Рис. 11.2 – Вариант подачи входного дифференциального сигнала (а) и

эквивалентная схема для определения входного сопротивления и коэффици-

ента усиления по напряжению для дифференциального сигнала (б)

б

)

∆

U

вых1

∆

U

вых2

R

К

R

К

U

вх

r

б

r

б

i

б

i

б

A

B

C

r

э

r

э

i

э

i

э

Яi

б

Яi

б

78

Сопротивление эмиттерного перехода связано с током эмиттера транзи-

стора соотношением

э

Т

э

I

r

ϕ

= . (11.4)

Для уменьшения входных токов и повышения входного сопротивления

входной дифференциальный каскад операционных усилителей переводят в

режим микротоков. При этом

(

)

β1

э

+

r >>

б

r и справедливы соотношения

()

β12

эвх

+≈ rr и

()

э

K

э

K

2β12

β

r

R

r

R

K

≈

+

= . (11.5)

Выходное сопротивление реального генератора постоянного тока

г

R не

равно бесконечности. Вследствие этого даже при полной симметрии плеч на-

блюдаются определенные изменения

вых1

U или

вых2

U при изменении вход-

ного синфазного напряжения (см. рис. 11.3, а). Для оценки коэффициента пе-

редачи синфазного напряжения воспользуемся эквивалентной схемой, приве-

денной к одному плечу дифференциального усилителя (рис. 11.3, б).

Входное сопротивление синфазному сигналу

()()()

β12β12

2

ггэб

б

эгэбб

б

сф

+≈+++=

++

== RRrr

i

iRirir

i

U

r

э

. (11.6)

Коэффициент передачи синфазного напряжения

()

г

K

г

K

б сф

б

сф

вых1

сф

2β12

β

R

ir

Ri

U

K

≈

+

==

∆

=

. (11.7)

а)

0

∼

б)

VT

1

VT

2

I

г

∆

U

вых1

∆

U

вых1

∆

U

вых2

R

К

R

К

R

К

R

г

U

сф

U

сф

r

б

i

б

Я

i

б

r

э

i

э

i

э

2

i

э

-E

+E

Рис. 11.3 – К оценке коэффициента передачи синфазного сигнала

79

Важной характеристикой дифференциального усилителя является ко-

эффициент ослабления синфазного сигнала

сф

М , определяемый отношением

коэффициентов усиления K и

сф

K :

э

г

K

э

K

сф

2

r

R

r

R

K

М === . (11.8)

Его часто оценивают в децибелах

сфсф

lg 20дБ, ММ

=

.

Варианты построения генераторов постоянного тока для дифференци-

ального усилительного каскада приведены на рис. 11.4 (в простейшей схеме

каскада вместо генератора тока включается резистор R

г

).

В схеме рис. 11.4, а эмиттерный ток транзистора

VT1 задается с помо-

щью базового делителя и резистора

R

0

:

0

Э

21

2

Э

RU

RR

RE

I

Б













−

+

⋅

=

, (11.9)

где

≈

ЭБ

U 0,7 В для кремниевого транзистора. Коллекторный ток практически

повторяет ток эмиттера и почти не зависит от потенциала коллектора

VT1.

Поэтому

0

21

2

г

7,0 R

RR

RE

I













−

+

⋅

≈ . (11.10)

а) б) в)

Рис. 11.4 – Варианты построения стабилизатора тока

R

2

R

1

R

1

R

1

R

0

R

2

R

0

I

г

I

г

I

г

I

VT

1

VT

1

VT

1

VT

2

VT

2

-E

80

Для повышения температурной стабильности генератора тока в схеме

рис. 11.4, б последовательно с

R

2 включен транзистор VT2 в диодном вклю-

чении. Для этой схемы

(

)

()

021

2

г

7,0

RRR

RE

I

+

−

= . (11.11)

Интересно, что схема сохраняет свои функции и при выполнении усло-

вия

RR

20

0==

(см. рис. 11.4, в).

В этом случае ее часто называют токовым зеркалом или отражателем

тока, так как ток

г

I практически повторяет ток

I

, задаваемый резистором R

1

:

1

г

7,0

R

E

II

−

=≈ . (11.12)

Докажем это. При одинаковых транзисторах

ББ2Б1

III == и

.III

БК21К

β== Тогда

ББ

2β III

+

= , а

.

2β

β

Бг

III

+

==

Токовое зеркало находит широкое применение в схемотехнике инте-

гральных операционных усилителей в качестве генераторов постоянного тока

и динамических нагрузок транзисторных усилительных каскадов.

Выходное сопротивление отражателя тока можно рассчитать по форму-

ле

г

Эрли

КЭг

I

U

rR == , (11.13)

где

Эрли

U − потенциал Эрли, равный 80 – 200 В для n-p-n-транзисторов и

40 – 150 В для p-n-p-транзисторов.

В схемах рис. 11.4, а и рис. 11.4, б выходное сопротивление выше и с

ростом сопротивления R

0

стремится к величине

КЭ

βг rR

=

.

11.2 Операционный усилитель

Многокаскадный УПТ с дифференциальным входом и несимметричным

выходом называют

операционным усилителем (ОУ). Пример построения

ОУ приведен на рис. 11.5. Транзисторы в диодном включении обозначены на

схеме как диоды. ОУ содержит входной дифференциальный усилительный

каскад на транзисторах VT1, VT2 с генератором тока VT5, получающим сме-

щение с делителя R1, VD1 и динамической нагрузкой в виде «токового зерка-

ла» на транзисторах VT3, VT4. Через согласующий эмиттерный повторитель

VT6 сигнал поступает на выходной каскад в виде усилителя напряжения VT7

(схема с ОЭ) с динамической нагрузкой VT8 и усилитель тока на транзисто-

рах VT9, VT10 , получающий смещение с диодов VD2, VD3 для работы в ре-

жиме АВ.

Шарапов А.В. Аналоговая схемотехника

Подождите немного. Документ загружается.