Назаров А.С. (ред.) Конструирование радиоэлектронных средств

Подождите немного. Документ загружается.

Суммарная масса (критерий предпочтения) приемопередатчика с

многоканальным приемником определяется по уже известной формуле

m=k

P+k

прм

(1.7)

и зависит от числа приемных каналов N

прм

Оптимальное количество каналов, которому соответствует

минимальная суммарная масса приемопередатчика, можно

найти простым перебором или с помощью одного из методов

нелинейного программирования. Воспользуемся методом

множителей Лагранжа [2]. По условию задачи целевая функция (1.7)

должна быть минимизирована при ограничении φ = РN

прм

- А = 0.

Функция Лагранжа записывается в виде

Ф=k

прм

+β(PN

прм

-A) (1.8)

где β— неопределенный множитель Лагранжа.

Условием экстремума функции (1.8) является следующая система

уравнений:

δФ/δР =k

+βNпрм =0;

δФ / δ N

прм

= k

+βP = 0; (1.9)

δФ / δβ = PNпрм-А = 0.

В результате ее решения находим

05.0

1005.0

≈

⋅

== A

Требуемая мощность передатчика ВтNAP

ПРМ

3,3

100

/ ===

Суммарная масса приемопередатчика т

= 0,5- 3,3 + 0,05- 30 = 3,15 кг.

Если составить уравнение относительно масс, то нетрудно убедить-

ся, что при многоканальной структуре приемника массы

передатчика и приемника разделились поровну.

Проверка ограничений на материальные параметры

приемопередатчика показывает, что т

< т

доп

, однако ограничение

на интенсивность отказов, как и в первом варианте, не выполняется:

=10

-4

+ 30·10

-6

=1,3-10

-4

1/ч>Λ

доп

Продолжаем поиск лучшего варианта структурной схемы

приемопередатчика. Замечаем, что в приемопередатчике с

многоканальным при-

емником уровень мощности

передачи (Р = 3,3 Вт)

позволяет пересмотреть его

элементную базу.

Рассмотрим вариант

структурной схемы приемо-

передатчика (рис. 1.5), в ко-

торой передатчик выполнен

по схеме сложения мощно-

стей отдельных маломощ-

ных генераторов. Каждый

из них отдает в антенну

мощность Р /N и реализу-

Рис. 1.5. Электрическая

структурная схема

приемопередатчика бортовой РЛС

на микросборках СВЧ-модулей

ется в виде СВЧ-микро-

сборки. Для построения передатчика выбираем микросборку типа

СВЧ-модуля MERA. Выходная мощность модуля Р

= 0,7 Вт,

удельный коэффициент мощности k

=0,14 кг/Вт.

Заданная мощность передатчика обеспечивается при

количестве модулей N

= 3,3/0,7 = 4,8 . Однако, принимая во

внимание неизбежные потери в схеме сложения и необходимость

применения четного количества пар генераторов, полагаем N

=8.

При выбранных параметрах передатчика суммарная масса

приемопередатчика составит

pм·

M·

+ k

npu

= 0.l4·0.7·8 + 0.05·30 = 2.26 кг.

Следовательно, использование СВЧ-микросборок в

передатчике позволяет получить дополнительный выигрыш в

массе устройства.

Поскольку интенсивность отказов СВЧ МСБ равна 10~

1/ч,

интенсивность отказов приемопередатчика

= 8·10

-6

+ 30·10

-6

≈ 0.4∙10

-4

1/ч,

что значительно меньше допустимого значения.

Заметим, что выход из строя одного из каналов в приемнике или

передатчике не ведет к нарушению работоспособности устройства

в целом. Поэтому фактическая надежность многоканального

приемопередатчика, оцениваемая интенсивностью отказов, будет

выше расчетной.

4. Оценка схемно-конструкторских решений приемопередатчика по

комплексному показателю качества

Исходя из назначения и условий эксплуатации

приемопередатчика установим весовые коэффициенты

показателей качества конструкции.Поскольку масса

приемопередатчика рассматривалась в качестве критерия

предпочтения, полагаем φ

= 1,0. Весовой коэффициент интен-

сивности отказов принимаем равным 0,8. Тогда комплексные

показатели качества, соответствующие трем вариантам

построения приемопередатчика, будут иметь следующие

значения:

8,10

1004,1

8,0

05,50

⋅

⋅+⋅=

−

ДОПДОП

K ϕϕ

67,1

103,1

8,0

15,3

⋅

⋅+⋅=

−

ДОПДОП

K ϕϕ

77,0

104,0

8,0

26,2

⋅

⋅+⋅=

−

ДОПДОП

K ϕϕ

Ввиду того что уменьшение суммарной массы т и

интенсивности отказов Λ приемопередатчика способствует

повышению его качества, лучший вариант определяется по

меньшему значению комплексного показателя.Таким образом,

выбирается третий вариант приемопередатчика.

1.3. Ограничения на показатели качества конструкций РЭС

Часть показателей качества по тем или иным причинам может

быть переведена в состав ограничений. Каковы же эти причины

и какие из показателей качества чаще всего могут попасть в

группу ограничений?Рассмотрим некоторые примеры

конструкций РЭС разного уровня иерархии системы, начиная с

верхнего.

Уровень 5 д — составляющие подсистемы самолета. К ним отно-

сятся планер, двигатель, топливо, полезная нагрузка и бортовое

радио- и электрооборудование (РЭО). Масса самолета состоит из

суммы масс его составляющих, т.е. т

сам

= т

пл

+ m

ДВ

+ т

+ m

рэо

. Разделив обе части уравнения на массу самолета,

получим так называемое «уравнение существования самолета»: 1

=μ

пл

+ μ

дв

+ μ

рэо

,где μ

сам

,- составляющая масса

самолета.

В табл. 1.2 по зарубежным и отечественным [8] рекламным

данным приведены технические характеристики и доли

составляющих массы условных тяжелого, среднего и легкого

самолетов.

Таблица 1.2

Тип самолета Технические характеристики самолета

тяжелый

средний легкий

Взлетный вес (масса), т 160 ПО 18

Дальность полета, тыс. км 18 3 12

Крейсерская скорость, км/ч 890 850 2450

Тяга, т (на 1 двигатель) 8,7 10,5 7,0

Расход топлива, кг/ (кг тяги • ч) 0,75 0,7 0,95

Число двигателей 2... 4 2...3 1 ...2

Масса планера/ взлетная масса 0,35 0,5 0,25

Масса двигателя/взлетная масса 0,1 0,1 0,15

Масса топлива/взлетная масса 0,45 0,25 0,20

Масса нагрузки/ взлетная масса 0,05 0,15 0,25

Масса РЭО/взлетная масса 0,05 0,01 0,15

По приведенным данным можно определить в конкретных

случаях допустимые массы на РЭО, при которых для самолетов

существует возможность подняться в воздух. Любое

перераспределение масс составляющих самолета может быть

пересчитано в изменения его технических характеристик с

помощью формул, приведенных в [8].

Уровень S

3π

— антенное устройство РЛС самолета. Размещение

антенны зеркального типа (вращающегося параболоида) в носу

самолета определяется ее средним сечением (миделем), а

следовательно, определяет ее площадь раскрыва S

= π D

/4 или

диаметр раскрыва D.

Ометаемый объем «зеркала» равен V

= 0,25D . Мощность излучения

изл

антенны прямо пропорциональная площади раскрыва, а

максимальная дальность обнаружения цели

min

)4/( PGPR

изл

πλσ=

где Р

изл

, Р

min

— мощности излучаемого и принимаемого сигналов;

G — коэффициент усиления антенны; λ, — длина волны; σ —

«эффективная площадь» цели.

Таким образом, при заданном тактическом показателе R

max

объем,

занимаемый антенной, должен иметь ограничение «не менее», что

не всегда возможно. И в этом случае на помощь приходит

микроэлектроника, а именно: применение плоской антенной

фазированной решетки (АФР) с V

АФР

= (0,01... 0,04) D

или

получение в 6...25 раз меньшего объема по сравнению с зеркальным

типом. Такой значительный выигрыш можно использовать

следующим образом: АФР может быть отодвинута ближе к кабине

летчика, так как освобождается место от двигателя, редуктора и

карданной системы параболической антенны, при этом площадь ее

раскрыва увеличивается, мощность — также увеличивается, и в

конечном итоге увеличивается максимальная дальность

обнаружения.

Уровень S

— блок цифрового вычислителя самолета. Будем

считать, что блок сконструирован на бескорпусных МСБ с объемом 5

дм

и рассеивает за счет конвекции и излучения 50 Вт. На рис. 1.6

при-

Рис. 1.6. Зависимости допустимой мощности

рассеяния блока IV поколения

от объема корпуса и условий теплопередачи:

I — излучение и естественная конвекция;

2 — излучение и обдув воздуха вокруг корпуса (V= 0,1 м/с);

3 — только излучение

ведены ориентировочные зависимости допустимой мощности

рассеяния блока IV поколения при температуре среды +60°С и

перегреве корпуса относительно среды на 20°С от объема корпуса

и условий теплопередачи. Как видно из графика, для заданных

условий (кривая 1) такую мощность рассеивает блок с объемом не

менее 7дм

.В общемслучае можно считать, что причиной

ограничения объема блока является допустимая тепловая

напряженность, т.е.

доп

≥Р

расс

/Р

уд,расс,доп

Уровень S

- субблок (микросборка) приемоусилительного тракта.

В работе [9] показано, что уменьшение размеров усилительной МСБ

в k

раз приводит вначале к увеличению паразитных емкостей

пар к

/ C

пар 0

; C

пар к

/ C

пар0

паразитные емкости между проводниками

микросборки в первоначальном

варианте, в варианте с

уменьшенными размерами

соответственно) и уменьшению

устойчивой работы схемы до

значения k

= 2,36, а далее

происходит обратное (рис.

1.7). Практический вывод из это-

го: при высоте корпуса МСБ, рав-

ной 7...10 мм, уменьшение ее ли-

нейных размеров в 2—4 раза край-

не нежелательно, так как устой-

чивость усиления ухудшается в 7

раз, поэтому рекомендуемое

уменьшение должно быть не ме-

нее, чем в 8...10 раз. Иными слова-

ми, имеем ограничение на массо-

габаритные показатели МСБ для

обеспечения их устойчивой рабо-

ты. Более конкретно это означа-

ет, что возможен переход от МСБ

к минимикросборкам (разд. 3.10)

или линейным интегральным схе-

мам в виде кристаллов.

Уровень S

— логические ИС,

полупроводниковые генераторы крайне высоких частот.

Рис. 1.7. Зависимость

относительного изменения

паразитных емкостей МСБ

от относ

ительного

уменьшения

1. Логические ИС. От их

быстродействия и задержек

сигнала в линиях связи (ори-

ентировочно 0,1 нс на 1 см

проводника) в сильной степе-

ни зависят быстродействие и

производительность борто-

вых и наземных ЭВМ. С рос-

том миниатюризации конст-

рукций ФЯ и увеличением

плотности монтажа в МСБ за-

держки сигналов становятся

все более сравнимы с време-

нем переключения единично-

го логического элемента τ

Выясним, от чего зависит это

время и чем оно ограничива-

ется. Во-первых, для полупро-

водниковых приборов сущест-

вует теоретический предел на

работу переключения А = Р

= k Т

In 2 = 2·10

-14

Дж, где Р

—

мощность потребления элемента; k — постоянная Больцмана; Т

—

температура элемента, К. Реальные уровни этого показателя (рис. 1.8)

на один-три порядка ниже (для биполярных транзисторных

ключей А=10

-10

Дж, для комплементарных МДП-структур

(КМДП)А=10

-11

Дж; для интегральной инжекционной логики (И

Л)

А = 10

-13

Дж). Объясняется это существующими уровнями

технологии (предельными ее возможностями в получении

минимальной ширины базы W). Из физики полупроводников

известно, что р — n переход имеет нелинейные свойства лишь при

напряжении U

= k Т

/ē > 1 В, где ē — заряд электрона.

Минимально возможная ширина базы определяется электрической

прочностью полупроводника (Е = 10

В/см), тогда

min

= U

эб

/Е

пр

= 10

-6

см = 0,01 мкм . В этом случае максимальное

быстродействие, т.е. минимальное время переключения

= W/v

= 10

-12

с = 1 пс, где v

— максимальная дрейфовая

скорость носителей, равная 10

см/с. Таким образом, предельная

величина времени переключения равна 1 пс, а для рассматриваемых

структур она на три-четыре порядка выше (для биполярных 1 не,для

КМДП — 10 нс, И

Л —

Рис. 1.8. Взаимное расположение структур ИС

в сетке уровней работы переключения:

7 — биполярные ИС; 2 —КМДП ИС;

3 — р - МДП БИС; 4 — И

Л БИС

50 не) из-за наличия технологического барьера (ширина базы р - п-пе-

рехода в настоящее время измеряется единицами микрометров).

2. Полупроводниковые генераторы крайне высоких частот

(КВЧ). Существующие в настоящее время генераторы СВЧ на

полупроводниковых приборах имеют незначительный КПД.

Например, для лавинно-пролетных диодов (ЛПД) на кремнии он

равен 5...10%, а на арсениде галлия — 20...30%. Такие низкие

значения КПД объясняются следующим. Для каждого класса

генераторов (на электровакуумных или полупроводниковых

приборах) существует своя, так называемая физи-

ко-технологическая, постоянная, т.е. физический предел α =P·f

, где

Р — генерируемая мощность,f— рабочая частота. Чем выше частота,

тем меньше генерируемая мощность и тем меньше КПД. Причем

поскольку наибольшее влияние на эту постоянную оказывает

скорость V

, движения носителей заряда (V

т ЭВП

=3-10

мм/с и

mПП

=10

мм/с) наряду с диэлектрической постоянной и

напряженностью электрического поля, то и генерируемая

мощность на одной и той же рабочей частоте для

полупроводниковых приборов будет меньше этой величины

на три порядка.

Таким образом, при конструировании генераторов

миллиметрового диапазона волн следует считаться с этим

ограничением по мощности.Конкретно это выражается в том, что

один мощный передатчик, например на лампе бегущей волны или

магнетроне, может быть заменен в миниатюрных конструкциях

на тысячу полупроводниковых генераторов со сложением

мощностей в общей нагрузке: либо сложением мощностей при

параллельной работе N генераторов на общие шины нагрузки,либо

сложением их мощности на тройниках. Первый способ из-за

трудности согласования генераторов с нагрузкой на СВЧ не

применяется,так как число работающих параллельных

генераторов ограничено:N≤10. В тройнике (делителе мощности,

гибридном мосте) обеспечиваются равенство волновых

сопротивлений в его плечах и достаточная развязка между ними

(порядка 30 дБ). Число тройников, нужных для сложения мощностей

N генераторов, рассчитывается по формуле n

= lg

N, а суммарный

коэффициент передачи по мощности по формуле К р

=К

р,

где К

—коэффициент передачи по мощности одного тройника*.

Поэтому если имеется, например, 1024 генератора

* Высоцкий Б.Ф., Войнич Б.А. Элементы инженерного расчета

микроэлектронных

радиолокационных устройств. — М.: МАИ, 1971.

миллиметрового диапазона с выходной мощностью Р = 0,2 Вт

каждый, то потребуется число тройников п

= lg2 1024= 10, а

суммарный коэффициент передачи при К

= 0,96 будет равен

рΣ

= 0,66. На выходе получим суммарную мощность

= 0,2∙1024∙ 0,66 = 135 Вт, т.е. примерно треть мощности

теряется в тройниках. Поэтому число генераторов и тройников

следует выбирать из условия получения достаточного

коэффициента (например, порядка 0,8) и возможности размещения

определенного числа генераторов в одной плоскости с

микрополосковыми тройниками. Так, при λ,= 10 мм на поликоровой

подложке размером 48x48 мм возможно разместить 64 излучателя

АФР при n

= 6 и К

pΣ

=0,783, что вполне приемлемо как по

площади и энергетике, так и по технологии изготовления, при

условии, что базовая пластина для напыления ограничена размерами

48x60 мм.

1.4. Правила и принципы

микроэлектронного конструирования РЭС

Правила и принципы микроэлектронного конструирования РЭС,

естественно, включают в себя все общие правила и принципы,

характерные для РЭС в целом. Однако они имеют ряд

особенностей. Перечислим основные правила микроэлектронного

конструирования РЭС [2]:

невозможно создать новый экономически приемлемый и

работоспособный вариант микроэлектронной конструкции, не

пересмотрев электрическую принципиальную схему прототипа;

использование электрической принципиальной схемы

обычного РЭС в микроэлектронном варианте с новой элементной

базой практически полностью исключается: в лучшем случае в

основу его разработки может быть положена электрическая

функциональная схема, в остальных — только требования ТЗ;

при конструировании микроэлектронных средств должен быть

использован принципиально новый подход к проектированию

структуры РЭС;

использование ИС возможно большей степени интеграции для

повышения надежности и уменьшения массы, габаритов и

стоимости РЭС;

применение в конструкциях аналоговых устройств и субблоков

навесных компонентов, по форме совместимых с пленарными

конструкциями ИС, для уменьшения дезинтеграции по массе и

объему;

замена функциональных узлов из дискретных ЭРЭ на аналоги

интегральной и функциональной электроники (см. табл. В.2).

Наглядный пример выполнения первых трех правил был приведен в

разд. 1.2 при оптимизации конструкции бортовой РЛС. Выполнение

четвертого правила подтверждается всем ходом развития микроэлект-

роники, а именно: появлением и внедрением в конструкции РЭС интег-

ральных схем с числом элементов до 10

вентилей на кристалл. При

этом надежность и стоимость БИС и СБИС в условиях эксплуатации и

их массового производства незначительно отличаются от этих показа-

телей ИС средней и малой степени интеграции, а массы и габариты

РЭС, построенных на них, в отличие от прототипов уменьшаются почти

на порядок, так как высокая интеграция позволяет все элементы, ком-

поненты и монтаж, ранее находящиеся на платах и подложках, разме-

стить на одном кристалле БИС. Уместно все же заметить, что и для

БИС существует предел интеграции, обусловленный тем, что с увели-

чением числа элементов в кристалле резко возрастает та часть его пло-

щади, которая отводится на межсоединения и периферийные выводы

от него, т.е.

hNS

= ,где N—число элементов; h

— шаг

трассы межсоединений, зависящий от уровня развития

полупроводниковой технологии [9]. Кроме того, с увеличением

площади кристалла уменьшается процент выхода годных ИС;

например, при увеличении стороны кристалла цифровых ИС с 4 до 10

мм процент выхода годных падает с 12...15% до 4...5%.

Эффективность выполнения пятого правила может быть показана

на примере замены каркасной катушки индуктивности мегагерцевого

диапазона волн на интегральные пьезоэлектрические фильтры в кор-

пусе 115.15-3 с размерами 19,5x14,5x3,2 мм в условной линейке

усилителя промежуточной частоты (УПЧ), конструктивно выполненной

в виде пенальной формы экранированного субблока (рис. 1.9).

Примем, что минимально возможный внешний диаметр каркаса

катушки индуктивности D=5мм (при меньшем значении без

сердечника будет очень низкая добротность). Для получения

максимально возможной добротности катушки должно соблюдаться

отношение l/D = 1, где l —длина намотки провода; для того чтобы

экран не вносил потери более чем 20% и не приводил к расстройке

контура, расстояния h

от края намотки до экранов (сверху и снизу)

должны быть не менее половины диаметра катушки. Тогда

минимальная высота катушки равна h

min = l + 2h

=D + D= 10мм.

Примем также, что в обоих вариантах толщина стенок корпуса

=0,5мм, толщина печатной платы Δ

пп

= 1 мм , а величина

зазоров между компонентами Δ = 3 мм. Будем