Чернега В., Платтнер Б. Компьютерные сети. Учебное пособие для вузов

Подождите немного. Документ загружается.

Раздел 2. Передача данных в компьютерных сетях

119

информационный сигнал при передаче преобразуется таким образом, что его

спектр оказывается значительно шире спектра первоначального сигнала (ри-

сунок 2.19), т.е. спектр сигнала как бы "размазывается" по частотному диа-

пазону. Одновременно с расширением спектра сигнала происходит и пере-

распределение спектральной плотности мощности G(f) сигнала; энергия сиг-

нала также "размазывается" по спектру.

Поскольку для обеспечения высокого КПД выходных каскадов радио-

передатчика амплитуду сигналов желательно сохранять постоянной, то к на-

стоящему времени наибольшее распространение получили методы расшире-

ния спектра сигналов, основанные на изменении в соответствии с некото-

рым законом их фазы, частоты или временного положения. В компьютерных

беспроводных сетях используется два способа расширения спектра: скачко-

образная перестройка частоты (Frequency Hopping Spread Spectrum, FHSS) и

расширение спектра способом прямой последовательности (Direct Sequence

Spread Spectrum, DSSS).

2.4.2. Скачкообразная перестройка частоты

Для формирования широкополосного сигнала по способу FHSS осуще-

ствляется скачкообразная перестройка несущей частоты. При этом несущая

частота излучаемого сигнала очень быстро изменяется от одного значения к

другому по псевдослучайному закону. За счет такого переключения энергия

передаваемого сигнала распределяется в широком диапазоне частот. Оче-

видно, что перед началом передачи источник и получатель должны согласо-

вать между собой алгоритм изменения частоты.

В локальных беспроводных сетях передачи данных весь выделенный

частотный диапазон изменения несущей разделен на ряд каналов (в Европе

таких каналов 79). Смежные канальные частоты разнесены между собой на 1

Рисунок 2.19 – Спектры исходного и широкополосного сигналов

Компьютерные сети

120

МГц. Каналы нумеруются от 2 до 80. Так, например, для канала 2 стандар-

том установлена средняя частота 2,402 ГГц, а для канала 80 – 2, 480 ГГц. Все

частоты разбиты на три набора по 26 частот в каждом. В каждом из трех на-

боров определены по 78 различных шаблонов переключения частот. Для ус-

тановления соединения используется вызывной канал. Приемник и передат-

чик выбирают среди одного из трех наборов согласованный шаблон после-

довательности переключения частот. Очевидно, что обмен данными может

происходить между абонентами сети, использующих один и тот же шаблон и

синхронно переключающими с одной частоты на другую. Минимальный

скачок частоты должен быть 6 МГц, а максимальная длительность генерации

одной частотной посылки равна 400 мс.

На рисунке 2.20 в качестве примера изображены образцы частотно–

временных последовательностей для трех одновременно работающих стан-

ций.

В идеальном случае, когда все передатчики начинают работать одно-

временно, в любой промежуток времени Δt

нет никаких станций, излучаю-

щих сигналы на одних и тех же частотах. Таким образом станции могут од-

новременно вести передачу, абсолютно не мешая друг другу.

В реальном случае такого синхронизма не существует. Поэтому в не-

которые временные интервалы возможны частотные помехи. Однако они

существуют в относительно узком диапазоне частот и непродолжительное

время. За счет широкополосности сигналов такие помехи не оказывают су-

Рисунок 2.20 – Пример бесконфликтной работы трех станций в одной полосе

частот способом скачкоо

разного изменения частоты

Раздел 2. Передача данных в компьютерных сетях

121

щественного влияния на помехоустойчивость приема данных.

На рисунке 2.21 показана схема передающей и приемной частей сис-

темы FHSS с многопозиционной частотной манипуляцией MFSK (M-ary

Frequency Shift Keying) с использованием m

частотных позиций.

Данные от источника объединяются по k бит (k=log

) и подаются на

многопозиционный частотный манипулятор, который формирует узкополос-

ные непрерывные ЧМ-сигналы. Затем спектр этого сигнала переносится в

область частоты несущего колебания. Несущая частота формируется быст-

родействующим синтезатором частот, который вырабатывает гармоническое

колебание с частотой, определяемой кодовой комбинацией, поступающей с

генератора псевдослучайных последовательностей (ПСП). Последователь-

ность чисел с генератора ПСП задает шаблон изменения частот при их пере-

ключении. Через интервал времени Δt

происходит скачкообразное измене-

ние несущей частоты. Для интервала времени Δt

ширина полосы излучаемо-

го сигнала будет такой же, как и в обычной схеме частотного манипулятора

MFSK. В то же время при усреднении по множеству скачков спектр сигнала

FH/MFSK будет занимать всю полосу расширенного спектра.

Как видно из рисунка 2.21,б, приемник повторяет все действия пере-

датчика в обратной последовательности. Полученный сигнал демодулирует-

ся путем выделения низкочастотных компонентов частотно–

модулированного сигнала, а затем в ЧМ демодуляторе осуществляется де-

Рисунок 2.21 – Структурная схема передающей а) и приемной б) частей

широкополосной системы связи со скачкообразным изменением частоты

Компьютерные сети

122

тектирование информационных сигналов, отображающих переданные дан-

ные. На практике двухэтапный процесс модуляции зачастую реализуется как

один этап, когда синтезатор частот в течение времени Δt

формирует гармо-

нику, основываясь на псевдослучайном коде номера частоты и ее смещении

в соответствии с информационной последовательностью.

Различают медленные скачки несущей частоты и быстрые. При мед-

ленных скачках (Slow Hopping) средняя частота несущей сохраняется на

протяжении нескольких информационных битов, а при быстрых скачках

(Fast Hopping) изменение среднего значения несущей происходит несколько

раз на протяжении одного информационного элемента. На рисунке 2.22 по-

казаны графики изменения частот несущих при поступлении на вход пере-

датчика последовательности данных вида 010110.

Рисунок 2.22,а иллюстрирует процесс медленных скачков. Для просто-

ты в примере используется только четыре несущие частоты. Из рисунка вид-

но, что на протяжении первых трех информационных элементов 010 средняя

частота несущей равна f2, а трех последующих бит 110 – f4. Частоты несу-

щих отклоняются от своих средних значений на ± Δf только в зависимости

от значения входных данных, т.е. имеет место частотная модуляция несу-

щей. На рисунке 2.22,б показан процесс быстрых скачков несущей, значение

которой меняется дважды на протяжении одного единичного элемента. Из-

менение частот происходит в порядке f1–f3–f2–f4–f1–f2–f3–f4.

Рисунок 2.22 – Иллюстрация медленных а) и быстрых б)

скачков несущей частоты

Раздел 2. Передача данных в компьютерных сетях

123

2.4.3. Расширение спектра способом прямой последовательности

При расширении спектра информационных сигналов способом прямой

последовательности DSSS (Direct Sequence Spread Spectrum) единичные эле-

менты сигналов длительностью τ

(рисунок 2.4.5,а)

разбиваются на N бинар-

ных элементов (чипов) длительностью τ

= τ

/N (рисунок 2.23,б).

На практике в системах широкополосной связи используются последо-

вательности с числом чипов от нескольких сотен до десятков тысяч бинар-

ных элементов. В компьютерных беспроводных локальных сетях применя-

ются сигналы с количеством чипов около 10. Разбиение информационных

бит на последовательность чипов позволяет сформировать широкополосный

сигнал длительностью τ

с шириной полосы частот в N раз больше полосы

исходного сигнала, т.е. F

шп

≈ 1/τ

N/τ

герц.

Последовательности бинарных чипов образуют коды, которые выби-

раются так, чтобы обеспечить заданные шумовые свойства сигналов. В част-

ности, функция корреляции последовательности чипов при достаточно

большом N должна содержать главный максимум, сосредоточенный в облас-

ти от – τ

до τ

и боковые лепестки, имеющие сравнительно низкий уровень

(рисунок 2.23,в).

Функция автокорреляции R(τ) для сигнала U(t) определяется по из-

вестной формуле

Рисунок 2.23 – Иллюстрация способа формирования шумоподобного сигнала DSSS

Компьютерные сети

124

,)()(

)(













dttUtU

(2.24)

где Е – энергия сигнала; значок * означает комплексно-сопряженное значе-

ние сигнала.

Если подобрать чиповую последовательность, для которой функция

автокорреляции имеет резко выраженный пик лишь для одного момента

времени, то такой информационный сигнал возможно выделить на фоне шу-

ма и других шумоподобных сигналов. Для этого в приемнике полученный

сигнал умножается на чиповую последовательность, аналогичную передан-

ной, т.е. вычисляется автокорреляционная функция сигнала. В результате

сигнал становится опять узкополосным, поэтому его фильтруют в узкой по-

лосе частот. Любая помеха, попадающая в полосу исходного широкополос-

ного сигнала, после умножения на чиповую последовательность, наоборот,

становится широкополосной и "обрезается" фильтрами, а в узкую информа-

ционную полосу попадает лишь часть помехи, по мощности значительно

меньшая, чем помеха, действующая на входе приемника. Имеется обширный

класс дискретных псевдослучайных последовательностей. К ним относятся

М-последовательности Хаффмена, сигналы Пэйли-Плоткина, коды Баркера

и др.

Для переноса спектра широкополосного сигнала в область полосы

пропускания канала шумоподобный сигнал может подвергаться всем из-

вестным способам модуляции. При амплитудной модуляции изменяется ам-

плитуда его импульсов, при частотной модуляции элементы сигнала отли-

чаются частотой, при фазовой – разностью фаз между двумя посылками. В

компьютерных локальных беспроводных сетях используется преимущест-

венно дифференциальная (относительная) двоичная фазовая манипуляция

DBPSK (Differential Binary Phase Shift Keying) с двумя (0

и 180

) или че-

тырьмя (0

, 90

, 180

и 270

) значениями начальных фаз. Для расширения

спектра передаваемого сигнала применяются псевдослучайные последова-

тельности Баркера, являющиеся одними из лучших с точки зрения корре-

ляционных свойств.

Известны последовательности Баркера длиной от 3 до 13 элементов.

Лучшей последовательностью с точки зрения автокорреляционной функции

является последовательность, состоящая из 11 элементов (чипов), например,

вида 11100010010. Иногда используется ее модификация вида 10110111000.

На каждый передаваемый информационный бит приходится 11 элементов

последовательности Баркера. Различают прямую и инверсную последова-

тельности Баркера. Единичные информационные биты передаются прямым

кодом Баркера, а нулевые – инверсным. Инвертирование последовательно-

Раздел 2. Передача данных в компьютерных сетях

125

сти Баркера осуществляется очень просто с помощью логической операции

исключающего ИЛИ.

На рисунке 2.24 изображена схема реализации передающей и прием-

ной частей системы связи с расширением спектра при использовании после-

довательности Баркера и двухпозиционной относительной (дифференциаль-

ной) фазовой манипуляции со скоростью передачи 1 Мбит/с.

Собственно говоря, относительная фазовая модуляция применяется

именно к чиповой последовательности. При информационной скорости 1

Мбит/с скорость следования отдельных чипов последовательности Баркера

составляет 11 Мчип/с, а ширина спектра такого сигнала – 22 МГц, так как

длительность одного чипа равна 1/11 мкс. На рисунке 2.25 изображены вре-

менные диаграммы сигналов на выходах функциональных элементов пере-

датчика. Из диаграммы видно, что фаза несущего колебания изменяется на

180

относительно предыдущего колебания при передаче каждого единично-

го чипа, и не меняется при передаче нулевых элементов последовательности

Баркера. В приемнике полученный сигнал умножается на код Баркера (вы-

числяется корреляционная функция сигнала), в результате он становится уз-

кополосным. Помеха, попадающая в полосу данного широкополосного сиг-

нала, после умножения на код Баркера, наоборот, становится широкополос-

ной. Поэтому в узкую информационную полосу попадает лишь часть поме-

хи, по мощности примерно в 11 раз меньше, чем помеха, действующая на

входе приемника.

Рисунок 2.24 – Схема передающего а) и приемного б) устройств расшире-

ния спектра методом DSSS с последовательностью Баркера

Компьютерные сети

126

Для передачи данных со скоростью 2 Мбит/с используется аналогич-

ная технология DSSS с 11-чиповыми кодами Баркера, но для модуляции не-

сущего колебания применяется относительная квадратурная фазовая моду-

ляция DQPSK (Differential Quadrature Phase Shift Keying). При такой моду-

ляции сдвиг фаз гармонического колебания может принимать четыре раз-

личных значения: 0

, 90

, 180

и 270

, т.е. в одном дискретном состоянии

сигнала отображается два информационных бита и тем самым в два раза по-

вышается информационная скорость передачи.

2.4.4. Использование комплементарных кодовых последовательностей

Комплементарные кодовые последовательности (Complementary Code

Keying, CCK) представляют собой группу бинарных элементов (чипов), со-

стоящую из нулей и единиц. CCK-последовательности обладают тем свой-

ством, что сумма их автокорреляционных функций для любого циклического

сдвига, отличного от нуля, всегда равна нулю. В беспроводных компьютер-

ных сетях применяются преимущественно ССК-последовательности, со-

стоящие из 8 чипов, определенных на множестве комплексных элементов.

Если ограничиться множеством комплексных элементов {1, –1, j, –j}, то

можно сформировать восемь комплексных чисел, т.е., каждый из элементов

8-чиповой CCK-последовательности может принимать одно из следующих

восьми значений: 1, –1, j, –j, (1+j), (1–j), (–1+j), (–1–j).

Основное отличие CCK-последовательностей от рассмотренных ранее

кодов Баркера заключается в том, что существует не строго заданная после-

Рисунок 2.25 – Временные диаграммы сигналов передающей части системы

с расширением спектра при использовании последовательности Баркера

Раздел 2. Передача данных в компьютерных сетях

127

довательность, посредством которой можно кодировать либо логический

нуль, либо единицу, а некоторое множество последовательностей. Учитывая,

что каждый элемент 8-чиповой комбинации может принимать одно из вось-

ми значений в зависимости от значения фазы, можно скомбинировать

=16777216 вариантов последовательностей, однако не все они будут ком-

плементарными. Из всего этого множества выбираются 64 пары ССК-

последовательностей, обладающих максимальным взаимным различием. Для

формирования 8 значений элементарных сигналов применяется DQPSK –

дифференциальная квадратурная амплитудно-фазовая манипуляция. Исполь-

зование многопозиционной манипуляции позволяет кодировать в одном пе-

редаваемом символе несколько информационных битов и тем самым повы-

сить эффективную скорость передачи данных.

Схема устройства передачи данных в беспроводных компьютерных се-

тях со скоростью 11 Мбит/с, с использованием 11-чиповых комплементар-

ных последовательностей и восьмипозиционной дифференциальной фазовой

манипуляции, показана на рисунке 2.26.

Устройство производит выделение из последовательного информаци-

онного потока посредством расщепителя данных группы по 8 битов. 8-

битовые группы выбираются с тактовой частотой 1,375 МГц. Такой выбор

частоты объясняется тем, что информационная скорость передачи данных

должна быть 11 Мбит/с.

Затем расщепитель направляет первый бит этой группы в верхнюю

ветвь схемы, а второй – в нижнюю на соответствующие входы сумматоров

по модулю 2. Оставшиеся 6 битов используются для формирования в преоб-

разователе кода пары 8-чиповых ССК-последовательностей. Чипы называ-

Рисунок 2.26 – Схема передатчика на основе ССК–последовательностей

Компьютерные сети

128

ются комплексными, поскольку они определяют синфазную и квадратурную

составляющие сигнала для DQPSK. Восемь чипов подаются поэлементно на

вторые входы сумматоров по модулю 2. Суммарные сигналы (прямая или

инверсная ССК-комбинация чипов) последовательно модулируют несущую

с частотой манипуляции 11 МГц. Фактически каждый чип в радиоканале

представляет собой сигнал несущей частоты с определенным фазовым сдви-

гом. Фазовые сдвиги отдельных посылок определяются по специальным

формулам, которые здесь не рассматриваются.

Передача данных со скоростью 5,5 Мбит/с осуществляется по анало-

гичной схеме. Отличие состоит лишь в том, что вместо 8-битовой последо-

вательности расщепитель выбирает из входного потока 4-битовые комбина-

ции с частотой 5,5/4=1,375 МГц. Эти комбинации задают одну из четырех

необходимых комплементарных пар ССК-последовательностей, что позво-

ляет выбрать последовательности с большими взаимными расстояниями и

обеспечить более высокую помехоустойчивость приема.

Для скорости передачи данных 5,5 Мбит/с используется двухпозици-

онная относительно-фазовая манипуляция DBPSK, и ССК-последова-

тельность определяет не восемь, а четыре информационных бита, поэтому и

скорость получается вдвое ниже. В обоих случаях скорость следования от-

дельных чипов равна 11 Мчип/с. Соответственно, и ширина спектра сигнала

как при скорости 11 Мбит/с, так и при 5,5 Мбит/с составляет 22 МГц.

2.4.5. Мультиплексирование с разделением по ортогональным частотам

В процессе передачи радиосигналов в точке приема за счет многолуче-

вого распространения электромагнитных колебаний происходит их интерфе-

ренция, которая приводит к замираниям и межсимвольным искажениям

сигналов. Одним из наиболее эффективных способов обеспечения требуемой

скорости и помехоустойчивости в компьютерных сетях является многока-

нальная передача сигналов с частотным разделением каналов OFDM

(Orthogonal Frequency Division Multiplexing). Этот способ является частным

случаем способа передачи DMT, рассмотренным выше. Суть способа OFDM

заключается в том, что поток передаваемых данных распределяется по мно-

жеству частотных подканалов и передача ведется параллельно на всех этих

подканалах. При этом высокая скорость передачи достигается именно за

счет одновременной передачи данных по всем каналам, хотя скорость пере-

дачи в отдельном подканале может быть и невысокой.

При частотном разделении каналов необходимо, чтобы ширина поло-

сы пропускания отдельного канала была, с одной стороны, достаточно узкой