Чернега В., Платтнер Б. Компьютерные сети. Учебное пособие для вузов
Подождите немного. Документ загружается.
Раздел 2. Передача данных в компьютерных сетях
109
дает со значением фазы опорного (несущего) напряжения (Δφ=0
0
), а при по-
ступлении "1" – меняется на противоположную (Δφ=180
0
), т.е. фаза модули-
рованного колебания меняется всякий раз при изменении значения входного
сигнала.
В случае дифференциальной фазовой манипуляции ДФМ (англ. DPSK
– Differential Phase Shift Keying), фаза текущего колебания изменяется не по
отношению к опорному колебанию, а по отношению к фазе предыдущей по-
сылки. Из временной диаграммы видно, что скачкообразное изменение фа-
зы модулированного колебания на 180
0
происходит в случае абсолютной
фазовой модуляции при каждом изменении знака модулирующего сигнала,
а при относительной (дифференциальной) – каждом единичном значении
сигнала данных.
2.3.2. Амплитудно-модулированные сигналы
При амплитудной модуляции амплитуда модулированного колебания
изменяется по закону модулирующего сигнала f(t). В цифровых системах пе-
редачи данных при модуляции прямоугольными посылками f(t)= ±1. Если
амплитуду модулирующего сигнала обозначить U, то амплитуда модули-
рованного напряжения будет изменяться по закону
)(1)(1)(
1
tfmUtf
U
U
UtUfUU
амm
m
mm
, (2.11)
где m
ам
– коэффициент модуляции (m
ам
=
U/U
m
). Модулированный сигнал
запишется так:
u
ам
(t) = U
m
[1 + m
ам
f(t)]cos(ω
o
t +φ
o
). (2.12)
Для наиболее часто применяемой стопроцентной модуляции (m
ам
=1):
U
ам
(t) = U
m
[1 + f(t)]cos(ω
o
t +φ
o
). (2.13)
Спектр сигнала для периодической последовательности прямоугольных
посылок с единичной амплитудой определяется на основании преобразова-
ния Фурье
)cos()(
00
t
U
tu
m
ам
Компьютерные сети
110
.])sin[(])sin[(
)sin(
0000
1
tktk
k
k
U
k
m
(2.14)
Здесь Ω = 2π/Т– круговая частота повторения посылок; T – период
следования единичных элементов; α – скважность единичных элементов,
равная отношению периода к длительности единичного элемента, α = Т/ τ
о
.
Энергетический спектр АМ сигнала G(ω) определяется на основании
его корреляционной функции и имеет вид
.
]2/[(
]2/[(sin
22
)(
2
0)0
0)0
2
0
22
mm
ам
UU
G (2.15)
Из (2.14 и 2.15) следует, что спектр амплитудно-манипулированного
сигнала располагается в области частоты вспомогательного колебания и со-
держит несущую частоту и две боковые полосы: верхнюю и нижнюю. Форма
боковых частот спектра манипулированного сигнала аналогична форме
спектра модулирующих посылок. Спектр модулированного сигнала получа-
ется вдвое шире спектра сигнала данных.
2.3.3. Сигналы с фазовой модуляцией
В случае фазовой модуляции (Phase Shift Keying, PSK) при изменении
модулирующего сигнала по закону f(t) и максимальном изменении началь-
ной фазы на величину
фаза сигнала изменяется по закону:
=
o
t +
o
+
f(t). (2.15)
Мгновенное значение фазомодулированного напряжения имеет вид:
U
фм
(t) = U
m
cosθ =U
m
cos [ω
o
t +
o
+
f(t)], (2.16)
где
– девиация фазы или, как еще ее называют, индекс фазовой модуля-
ции.
При фазовой манипуляции прямоугольными периодическими посыл-
ками при f(t) = ± 1 спектр сигнала вычисляется по формуле:
Раздел 2. Передача данных в компьютерных сетях
111
)sin()cos(
2
2
sin
sincos)cos()(
00
1
00
ttk
k
k
tUt
k
m
ФМ
u
)sin(
2
2
sinsin
2
1
)cos(cos
00
1
00
tkt
k
k
U
tU
k
m
m
)17.2(.)sin(
2
2
sinsin
2
1
00
1
tkt
k
k
U
k
m
Таким образом, в общем случае спектр ФМ-колебания содержит несу-
щую, симметрично от которой располагаются боковые составляющие, от-
стоящие на частотные интервалы, кратные частоте манипуляции. При фазо-
вой модуляции периодической последовательностью прямоугольных посы-
лок имеет место следующее:
ширина спектра фазовой манипуляции равна ширине спектра ампли-
тудной манипуляции и не зависит от индекса модуляции;
амплитуды боковых частот ФМ-сигнала отличаются от таковых при
АМ на величину sin
.
Для увеличения информационной скорости на практике широко при-
меняется многопозиционная фазовая модуляция с 4, 8 и 16 значениями
сдвига фазы. При 4-позиционной модуляции (m
c
= 4) последовательности би-
тов, поступающих от источника, объединяются по два (в дибиты). Дибитам
соответствуют разности фаз двух соседних посылок сигнала 0
0
, 90
0
,180
0
или
270
0
. С целью улучшения условий синхронизации по единичным элементам
фазы посылок смещают на 45
0
, т.е. фазовые углы ФМ-сигналов могут при-
нимать значения 45
0
, 135
0
, 225
0
и 315
0
. Для отображения многопозиционных
сигналов с ФМ широко используются фазовые диаграммы с представлением
элементов сигнала в виде векторов, длина которых равна амплитуде посыл-
ки, а углы поворота – разности фаз (рисунок 2.16). Фазовые диаграммы час-
то называют сигнальным созвездием.
При 8- и 16-позиционной ФМ информационный поток разделяется на
группы соответственно по три (трибиты) или четыре бита – (квадрибиты).
Фазовые углы между соседними векторами в первом случае отличаются на
45
0
(рисунок 2.3.2,б), а во втором – на 22,5
0
.
Компьютерные сети
112
Информационная скорость при многопозиционной передаче увеличи-
вается в log m
c
раз (см. формулу (2.7), т.е. для четырехпозиционной мани-
пуляции скорость передачи в два раза выше скорости манипуляции, а при
16–позиционной эта скорость возрастает в четыре раза.
Формирование ФМ-сигналов со сдвигом фазы на 180
0
легко осуществ-
ляется путем инвертирования колебаний генератора несущей частоты. Для
получения модулированных колебаний с числом позиций фаз больше двух
используют два колебания, имеющих одинаковую частоту, но сдвинутых по
фазе на 90
0
, т.е. находящихся в квадратуре. В этом случае говорят о так на-
зываемой квадратурной фазовой модуляции (Quadrature Phase Shift Keying,
QPSK).
Модуляция QPSK является частным случаем квадратурной амплитуд-
ной модуляции QAM-4, при котором информационный сигнал кодируется
изменением фазы несущего колебания с шагом 90
0
.
Аналитически QAM-сигнал представляется в виде
,sin)(cos)()(
00
ttBttAUtu
mKAM
(2.18)
где A(t) и B(t) – модулирующие сигналы в квадратурном и синфазном кана-
лах соответственно.
В передатчике, производящем модуляцию, одна из этих составляющих
синфазна колебанию генератора несущей частоты, а вторая находится в
квадратуре по отношению к этому колебанию (отсюда — квадратурная мо-
дуляция). Синфазная составляющая обозначается зачастую как I (In Phase), а
квадратурная — как Q (Quadrature). Входной битовый поток преобразуется в
кодирующую последовательность {d
k
} так, что логическому нулю соответ-
ствует кодирующий бит +1, а логической единице – кодирующий бит –1.
После этого кодирующий поток разделяется на четные и нечетные биты.
Рисунок 2.16 – Сигнальные созвездия для ФМ-4 и ФМ-8
Раздел 2. Передача данных в компьютерных сетях
113
Четные биты поступают в I-канал, а нечетные — в Q-канал. Причем, дли-
тельность каждого управляющего импульса d
i
и d
q
в два раза больше дли-
тельности единичного элемента сигнала данных d
k
.
Для цифровой фазовой манипуляции характерно, что при модулирова-
нии синфазной и квадратурной составляющей несущего колебания исполь-
зуется одно и то же значение величины изменения амплитуды. Поэтому
окончания векторов модулированного колебания образуют прямоугольную
сетку на фазовой плоскости действительной Re{U
кам
} и мнимой составляю-
щей вектора модулированного сигнала Im{U
кам
}. Число узлов этой сетки оп-
ределяется количеством позиций результирующего сигнала, т.е. типом ис-
пользуемого алгоритма QAM. Схема расположения узлов на фазовой плос-
кости модулированного QAM-колебания представляет другую форму изо-
бражения созвездия сигналов. На рисунке 2.17 показана упрощенная струк-
турная схема формирователя QAM-сигнала.
Генератор несущей частоты формирует гармонические колебания, ко-
торые подаются на модулятор синфазного канала. Эти же колебания сдвига-
ются фазовращателем по фазе на 90
0
и поступают на модулятор квадратур-
ного канала. На первом этапе преобразования поток входных данных D{d
0
,
d
1
, … d
k
}, поступающих от источника сигнала, преобразуется в последова-
тельность групп битов M{m
0
, m
1
, … m
j
}.
Число битов в этой группе равно log m
c.
Формирователь кодовых сим-
волов преобразует группу битов в пару кодовых символов a
j
и b
j
. Так, на-
пример, для алгоритма QAM-16 стандартом установлены значения a
j
и b
j
,
принадлежащие множеству {1, 3, –1, –3}, а для QAM-64 a
j
и b
j
могут прини-
мать значения {1, 3, 5, 7, –1, –3, –5,–7}.
Величины a
j
и b
j
и определяют соответственно значения реальной и
мнимой координаты вектора модулированного колебания. Сформированные
значения А {a
j
}
и B {b
j
} используются для амплитудной модуля-
Рисунок 2.17 – Схема формирователя QAM–сигнала.
Компьютерные сети
114
ции синфазной I и квадратурной Q составляющих несущего колебания. На
последнем этапе преобразования выполняется суммирование этих колебаний
и формирование результирующего сигнала U. Сигнальные созвездия для
QAM-16 и QAM-64 изображены на рисунке 2.18.
В случае QPSK-модуляции сигнальное созвездие состоит из четырех
точек с координатами (+1, +1); (+1, –1); (–1, +1); (–1, –1). Эти четыре точки
соответствуют четырем возможным дибитам.
На практике преобразование модуляционных символов в кодовые
символы выполняется с применением алгоритмов Грея для помехоустойчи-
вого кодирования данных. Так, векторам модулированного колебания, кото-
рые находятся близко один от другого на фазовой плоскости, ставятся
в соответствие значения кодовых символов, которые отличаются значениями
только одного бита. Например, для сигналов с координатами{1, 1} и {1, 3}
приписывают кодовые символы {0, 0} и {0, 1}.
Несмотря на кажущуюся простоту метода фазовой модуляции ему
присущи некоторые недостатки, связанные с трудностями технической реа-
лизации. Один из недостатков связан с тем, что в случае квадратурной фазо-
вой модуляции при одновременной смене символов в обоих каналах модуля-
тора (с +1, –1 на –1, +1 или с +1, +1 на –1, –1) в сигнале QPSK происходит
скачок фазы на 180°. Такие скачки фазы, имеющие место и при обыкновен-
ной двухфазной модуляции, вызывают паразитную амплитудную модуля-
цию огибающей сигнала. В результате этого при прохождении сигнала через
приемный узкополосный фильтр возникают провалы огибающей почти до
нуля. Такие изменения сигнала весьма нежелательны, поскольку приводят к
Рисунок 2.18 – Сигнальные созвездия для квадратурной амплитудной
манипуляции QAM–16 и QAM–64
Раздел 2. Передача данных в компьютерных сетях
115
расширению его спектра и тем самим к созданию помех для других каналов.
Для того чтобы избежать этого негативного явления, прибегают к так
называемой квадратурной фазовой модуляции со сдвигом (Offset QPSK,
OQPSK). При таком типе модуляции формирование сигнала в квадратурной
схеме происходит так же, как и в модуляторе QPSK, за исключением того,
что кодирующие биты в Q-канале задерживают на длительность одного би-
та. Изменение фазы при таком смещении кодирующих потоков определяется
лишь одним битом последовательности, а не двумя. В результате скачки фа-
зы на 180° отсутствуют, поскольку каждый элемент последовательности, по-
ступающий на вход модулятора синфазного или квадратурного канала, мо-
жет вызвать изменение фазы на 0
0
, 90
0
или 270° .
Другим, существенным недостатком фазовой модуляции является то
обстоятельство, что при декодировании сигнала приемник должен опреде-
лять абсолютное значение фазы сигнала, так как в фазовой модуляции ин-
формация кодируется именно абсолютным значением фазы сигнала. Для
этого необходимо, чтобы приемник имел информацию об "эталонном" син-
фазном сигнале передатчика. Тогда путем сравнения принимаемого сигнала
с эталонным можно определять абсолютный сдвиг фазы. Следовательно, не-
обходимо каким-то способом синхронизировать сигнал передатчика с эта-
лонным сигналом приемника (по этой причине фазовая модуляция получила
название синхронной). Реализация синхронной передачи достаточно сложна,
поэтому более широкое распространение нашла разновидность фазовой мо-
дуляции, называемая дифференциальной фазовой манипуляцией
(Differential Phase Shift Keying, DPSK). При дифференциальной фазовой ма-
нипуляции кодирование информации происходит за счет сдвига фазы по от-
ношению к предыдущему состоянию сигнала. Фактически приемник должен
различать не абсолютное значение фазы принимаемого сигнала, а опреде-
лять лишь величину изменения этой фазы, так как сообщение кодируется
изменением фазы. Такой способ модуляция реализуется намного проще син-
хронного. Во всем остальном DPSK-модуляция не отличается от PSK-
модуляции.
Другой разновидностью амплитудно-фазовой модуляции является
АФМ с подавлением несущей и передачей одной боковой полосы. Такой
способ в зарубежной литературе известен под названием САР-модуляция
(Carrier less Amplitude modulation / Phase modulation). Известно, что несущая
частота используется при модуляции только для переноса спектра сигнала и
не является информативной. Передача двух боковых полос модулированного
сигнала является в информационном смысле избыточной. Поэтому передача
на одной боковой позволяет более эффективно использовать мощность сиг-
нала и полосу канала связи.
Для формирования САР-сигналов на передающей стороне производят
Компьютерные сети
116
специальную процедуру обработки модулированного сигнала. Суть ее со-
стоит в том, что перед суммированием синфазной и квадратурной состав-
ляющих в модуляторе QAM-сигналов их подвергают дополнительной
фильтрации посредством синфазного и квадратурного фильтров.
Однозначное демодулирование САР-сигналов на приемной стороне
происходит в результате предварительного восстановления несущего коле-
бания. Затем приемник, функционирующий в соответствии с алгоритмом
CAP, выделяет собственно переданный сигнал, используя при этом те же ал-
горитмы, что и приемник QAM-колебаний.
2.3.4. Сигналы с частотной манипуляцией
Частным случаем частотной модуляции ЧМ является частотная мани-
пуляция (Frequency Shift Keying, FSK) при которой модулирующим сигна-
лом выступает последовательность прямоугольных посылок, т. е. передача
осуществляется на двух сменяющих друг друга частотах: верхней частоте
в
,
соответствующей положительному модулирующему сигналу, и нижней час-
тоте
н
, соответствующей отрицательному сигналу. Среднее арифметиче-
ское этих частот
с
= (
в
+
н
)/2 называется средней частотой, а величина Δ
= (
в
–
н
)/2 – девиация частоты.
При частотной модуляции изменение модулирующего сигнала по зако-
ну f(t) и максимальном изменении частоты на величину
вызывает откло-
нение частоты сигнала по закону
(t) =
o
+
t. (2.19)
Изменение частоты сопровождается изменением фазы сигнала, причем
мгновенная фаза сигнала связана с частотой очевидной зависимостью
t
dttt
0
0
)()(
, (2.20)
следовательно,
t
dttftt
0
00
)()(
. (2.21)
Таким образом, напряжение, модулированное по частоте, можно записать
так:
Раздел 2. Передача данных в компьютерных сетях
117
t
m
YM
dttftUt
u
0
00
)(cos)(
. (2.22)
Спектр сигнала для периодической последовательности прямоугольных
импульсов определяется по следующей формуле:
.coscos
2
cos
2
coscos
2
sin
2
)cos(
2
2
sin
)(
000000
5,3,1
22
0000
6,4,2
22
00
tktk
km
m
m
U
tktk
km
m
m
t
m
m
Ut
k
чм
чм
m
k чм
чм
чм
m
чм
чм
m
YМ
U
u
(2.23)
Здесь m
чм
=
/ Ω – индекс частотной модуляции; Ω – круговая частота
сигналов данных; k – номер гармоники.
Отсюда следует, что: спектр частотно-манипулированного колебания
состоит из несущей частоты, верхней и нижней боковых частот; четные и
нечетные боковые частоты подчиняются разным законам и отличаются по
фазе на 90
0
; спектры боковых частот отличаются от спектра модулирующего
сигнала; форма спектра зависит от индекса модуляции.
2.3.5. Способ многочастотной передачи модулированных сигналов
Способ многочастотной передачи DMT (Discrete Multi Tone) предпо-
лагает одновременную передачу QAM-сигналов в различных частотных по-
лосах используемой линии связи. Несмотря на очень высокую сложность
технической реализации этого способа, он нашел широкое применение в
системах высокоскоростной передачи данных, таких как ADSL и VDSL, а
также в компьютерных беспроводных сетях.
При использовании этого алгоритма модуляции весь расчетный час-
тотный диапазон линии делится на несколько участков фиксированной ши-
рины. Каждый из этих участков применяется для организации независимого
канала передачи данных.
Перед началом передачи данных производится проверка качества ли-
нии. Передатчик, исходя из уровня помех в частотном диапазоне участка,
для каждого из этих каналов выбирает подходящую модуляционную схему.
На чистых каналах с малым уровнем шумов применяются алгоритмы с
Компьютерные сети
118
большими значениями позиций сигнала m
c
, например, QAM-64, а на более
зашумленных участках могут быть использованы более простые алгоритмы
модуляции, например QPSK. Очевидно, что реализация такого принципа ре-
гулирования скорости передачи данных позволяет наиболее точно согласо-
вывать параметры модулированного сигнала с параметрами линии, по кото-
рой он будет передаваться. При передаче данных информация распределяет-
ся между независимыми каналами пропорционально их пропускной способ-
ности, приемник выполняет операцию демультиплексирования и восстанав-
ливает исходный информационный поток.
При очень высоком уровне помех в определенной полосе канала он
может быть полностью исключен из списка используемых каналов до вос-
становления его работоспособности.
2.4. Способы передачи данных в беспроводных сетях
2.4.1. Требования к сигналам для беспроводной передачи
В компьютерных беспроводных сетях с использованием радиоизлуче-
ния существуют некоторые проблемы, для решения которых необходимо
выполнить ряд требований. К ним относятся следующие:
необходимость обеспечение высокой скорости передачи данных, что
требует широкой полосы пропускания канала;
работа множества компьютеров в одном частотном диапазоне, а также
использование рядом бытовых (микроволновых печей), промышленных и
медицинских приборов частотного диапазона, выделенного для компьютер-
ных радиосетей, требует обеспечения необходимой помехоустойчивости
приема сигналов данных;
свободное распространение радиоволн позволяет злоумышленникам
легко перехватить сигналы и вмешаться в работу компьютерной сети, что
вызывает потребность обеспечения скрытности радиопередачи.
Решение этих проблем существенно упрощается при использовании в
беспроводных компьютерных сетях систем связи, базирующихся на приме-
нении сигналов с расширением спектра (Spread Spectrum, SS). Такие сигна-
лы обладают статистическими свойствами, характерными шумовым процес-
сам, в частности их энергетический спектр почти равномерный, а функция
корреляции имеет узкий основной пик и небольшие боковые выбросы. По
этой причине в отечественной литературе сигналы с расширенным спектром
получили название "шумоподобные сигналы".
В процессе технологии расширения спектра исходный узкополосный