Назаров А.С. (ред.) Конструирование радиоэлектронных средств

Подождите немного. Документ загружается.

1 на рис. 7.2, в), когда волновое сопротивление Z

линии совпадает с

и R

приемного и передающего элементов.

В режиме несогласованной линии (кривые 2, 3 на рис. 7.2, в) наибо-

лее опасен случай колебательного переходного процесса, приводящий

к многократным переключениям схемы на выходе линии. Режим несог-

ласованной линии (кривая 2, рис. 7.2, в) приводит к затягиванию фрон-

та и, как следствие, некоторому понижению быстродействия. Однако

на практике исключить появление колебаний в линиях крайне трудно

и, прежде всего, из-за изменения значений R

или R

при подсоедине-

нии к выходу и входу линии в каждом конкретном случае разного коли-

чества элементов, а также из-за наличия внутренних неоднородностей

линии вследствие ее изгибов, изменения геометрических размеров и ха-

рактеристик диэлектрика по длине и т.д., что приводит к отклонению

волнового сопротивления линии от номинального значения.

Критерием проектирования линий связи является допустимая за-

держка или уменьшение уровня импульсного сигнала не ниже допусти-

мого.

При разукрупнении схемы РЭС на подсхемы разных уровней слож-

ности все линии связи целесообразно выделить в подгруппы коротких

и длинных линий. Линии связи, соответствующие отношению

,/t

≤2 , относятся к длинным, а соответствующие отношению

>2 — к коротким, где t

— время фронта импульса генератора

Г36]. Длинная линия связи характеризуется временем распространения

сигнала, много большим фронта импульса. В этой линии отраженный от

конца линии сигнал приходит к ее началу после окончания фронта им-

пульса и искажает его форму. Короткая линия связи характеризуется вре-

менем распространения сигнала, много меньшим значения переднего

фронта, передаваемого по линии импульса. Свойства такой линии можно

описать сосредоточенными сопротивлением, емкостью и индуктивно-

стью. В пределах конструктивов I уровня модули связи, как правило, ко-

роткие. Соединения внутри конструктивов II, III уровней в основном

длинные. При прохождении импульсных сигналов по коротким линиям на

приемном конце линии появляется «звон» на фронтах (рис. 7.2, в). Когда

амплитуда «звона» значительна, а частота колебаний соизмерима с час-

тотой переключения логических элементов, то возможны ложные сра-

батывания. Максимальную длину несогласованной короткой линии

связи, в которой амплитуда «звона» на будет превышать 15% перепада,

передаваемого по линии импульсного сигнала, можно определить по

формуле l

max

< t

C /2. Задержку распределения сигнала получаем по

формуле t

= √LС (см . табл. 7.2).

283

На задержку сигнала в коротких линиях влияют такие конструктив-

ные параметры, как длина линии, расстояние до «земли», нагрузка на

выходе линии. Короткие линии не имеют стабильного волнового со-

противления и выполняются печатными проводниками, одиночными

объемными проводниками, витой парой, жгутом.

При передаче сигналов по несогласованным длинным линиям воз-

можны многократные отражения сигнала и вследствие этого значи-

тельное возрастание времени переходного процесса, что приводит к

недоиспользованию серии микросхем по быстродействию.

Рассмотрим конструктивные способы согласования. Согласование

выполняется применением конструкций связи с высокой стабильно-

стью волнового сопротивления и введением в качестве согласующих

элементов резисторов, эммиттерных повторителей (рис. 7.3, а, б, в).

Рис. 7.3. Способы согласования линий связи сопротивлением:

а — последовательным; б — параллельным; в — с помощью эмиттерного

повторителя

Линия связи будет согласованной, если сопротивление приемного

или передающего конца линии равно ее волновому сопротивлению;

для цифровых схем рассогласование на 10% является вполне приемле-

мым.

Подключение согласующего резистора R

последовательно с выхо-

дом передающего элемента (последовательное согласование) исполь-

зуется, если выходное сопротивление элемента много меньше Z

284

В параллельно согласованной линии согласующий резистор -R

подсоединяется параллельно входному сопротивлению приемного эле-

мента. Способ согласования применяется, если Z

во много раз меньше

входного сопротивления нагруженного на линию электронного эле-

мента.

Поскольку падение напряжения на резисторах понижает уровень

передаваемого сигнала, режимы последовательного и параллельного

согласований применяются, когда число приемных электронных схем

не превышает двух. При числе нагрузок на линию больше двух приме-

няются согласующие эммиттерные повторители (см. рис. 7.3,в). Для

уменьшения рассогласования база и коллектор должны коммутиро-

ваться к линии проводниками меньшей длины.

В качестве длинных линий используются коаксиальный кабель, ви-

тая пара, ленточные кабели.

7.3. Помехи при соединении элементов РЭС

короткими линиями связи

При анализе процессов передачи сигналов короткую линию связи

можно представить в виде эквивалентной схемы, содержащей сосредо-

точенные индуктивность и емкость (омическим сопротивлением пре-

небрегают). В зависимости от геометрических размеров сечений линий,

их длины, диэлектрических свойств изоляционных материалов тот или

иной параметр линии может оказывать большее воздействие на процес-

сы передачи сигнала, чем все остальные.

Рассмотрим наводимую емкостную и взаимоиндуктивную помехи на

участке /, на котором параллельно друг другу на расстоянии d распола-

гаются две цепи, имеющие взаимные емкость С

и индуктивность

М J2 (рис. 7.4, а) и выполненные по печатной технологии. Для этого

предположим, что в первом случае цепь (источник помех) нагружена

на источник напряжения и, а во втором случае — на источник тока /.

Взаимные емкость и индуктивность печатных проводников соответст-

венно определяются по формулам:

= 0,12∙10

-12

εl

/lg[2d/(a + d)],

где ε

— диэлектрическая проницаемость среды;

= 2l {2,3lg[2l/(d + b)] + (d + b)/l}▪ 10

-8

В случае наибольшего влияния емкостной связи между сигнальны-

ми цепями (М≈0) в соответствии с эквивалентной схемой (рис. 7.4, б)

285

Рис. 7.4. Паразитные связи между короткими линиями связи: а — общая

схема;

б — эквивалентная схема емкостной связи; в — эквивалентная схема

индуктивной связи

при прохождении по линии-индуктору сигнала амплитудой и и фрон-

том нарастания t ф уравнение для расчета максимальной наводимой по-

мехи имеет вид [36]

)1(

Тt

нэкв

пом

RuC

−

−=

где

н.экв

вх2

вых2

вx2

+ R

вых2

): Т= С

н.экв

Поскольку t

>>Т и R

вх

>>R

вых

получим u

пом

≈uR

вых

Для выполнения условия надежной работы элемента необходимо,

чтобы

пом

доп

или С

пом

вых

(

7Л

где k

пом

= u

пом

доп

/u — коэффициент помехоустойчивости элемента.

Подставив в (7.1) выражение для расчета емкости связи и решив его

относительно параметра l, найдем допустимую длину общего участка l

12.0

)/(2lg

ВЫХr

ПОМФ

badkt

286

Неравенство (7.2) определяет условия надежной работы элементов

РЭС. Для его выполнения необходимо уменьшать выходное сопротив-

ление, длину связей и их сечения, увеличивать фронт импульсов и ко-

эффициент помехоустойчивости элементов, расстояние между линия-

ми связи, применять изоляционные материалы с хорошими диэлектри-

ческими свойствами.

В случае преобладающего влияния взаимной индуктивной связи

между сигнальными цепями необходимо учитывать значение и фронт

импульса тока, протекающего по цепи — источнику помех. ЭДС, наве-

денная на другой цепи связи (рис. 7.4, в),

пом

= М

I/t

Так как R

ВЫХ

<< R

ВХ

, то это напряжение практически полностью будет

приложено к сопротивлению R

ВХ

, и воспринято как помеха. По аналогии

с (7.2) условие надежной работы элемента имеет вид

пом

пом.доп

или M

/I (7.3)

где и

— порог срабатывания элемента.

Подставив в (7.3) выражение для расчета взаимной индуктивности

между проводниками и решив его относительно параметра l , найдем

допустимую длину общего участка связей

2l{2,31g[2l/(d + b )] + (d + b)/l}∙10

-8

< и

. (7.4)

Неравенство (7.4) определяет условия надежной работы элементов

РЭС. Для его выполнения необходимо уменьшить длину цепей связи,

амплитуду токов, увеличить порог срабатывания элементов, фронт пе-

редаваемых импульсов, расстояние между проводниками связей.

7.4. Помехи при соединении элементов РЭС

длинными линиями связи

Длинную линию связи при расчетах схем рассматривают как одно-

родную линию с распределенной емкостью С

и индуктивностью L

Переходные процессы в таких линиях зависят от характера перепада

напряжения и

вх

на входе линии и соотношения волнового сопротивле-

ния линии Z

, выходного сопротивления R

генератора импульсов и

входного сопротивления R

, нагруженного на конец линии элемента

(см. рис. 7.2, б).

287

Для анализа переходных процессов в длинных линиях связи необхо-

димо знать их волновое сопротивление Z

. При нахождении Z

ис-

пользуют метод, заключающийся в определении погонной емкости С

линии связи, связанной с ее волновым сопротивлением соотношением

=l/(v

Здесь V

— скорость распространения волны вдоль линии:

V εµµε /103/1

⋅== , где μ

- магнитная проницаемость сре-

ды; ε

— диэлектрическая проницаемость среды.

Для большинства диэлектриков μ

= 1, поэтому

)103/(

⋅= ε (7.5)

Емкость между проводниками, образующими линию связи, определяет-

ся как отношение заряда на любом из них к разности потенциалов ф, т.е.

погонная емкость

C =

(7-6)

где q — заряд на единицу длины проводника.

Потенциал, создаваемый линейным зарядом с плотностью q в точке

на расстоянии r от него, равен

φ = [q /(2 πε) ] In (1/r) + const.

При определении емкости проводников используют метод зеркаль-

ных изображений. При расчете потенциала по этому методу учитывают

заряды основных проводников и фиктивных,

являющихся зеркальным изображением основных

относительно поверхности раздела «диэлектрик —

проводящая плоскость». Заряд фиктивного

проводника при этом берется обратным по

отношению к основному.

Рассмотрим определение Z

линии связи, об-

разованной тонким проводником круглого сече-

ния радиусом r, расположенным над проводящей

плоскостью на расстоянии h (рис. 7.5).

Потенциал в любой точке на плоскости, соот-

ветствующей проводящей поверхности, создавае-

мый системой зарядов основного и фиктивного

проводников, равен нулю, и используемая раз-

ность потенциалов равна

φ = [ q /(2 πε£) ] [ In (1/r) + In 2 h ].

Отсюда, учитывая (7.5) и (7.6), находим

Рис.

7.5.

Определение

волнового

сопротивле-

ния длинной линии

связи

)/2ln()/60(

rhZ

ε= (7.7)

выражение (7.7) действительно для h >> r (тонкий провод). При

h /r ≥ 2 оно дает 5%-ю ошибку, при h /r ≥ 3 — ошибку в 1,5%, а h /r ≥ 5

— лишь в 0,5%.

Таблица 7.3

При h /r > 1 более точный результат получают из выражения

rrhhZ

/)ln()/60(

−+= ε

В табл. 7.3 приведены формулы для расчета волнового сопротивле-

ния связи различной конфигурации.

Максимально допустимая длина несогласованной линии связи мо-

жет быть оценена по формуле

lmах=(t

)(v

εµ )

где

, — длительность фронта сигнала, с;

— эмпирическая посто-

янная, числовое значение которой зависит от конструкции схемы и ли-

нии связи (

= 3 ... 5

Для наиболее часто встречающихся случаев

= 2∙10

м/с, k

= 4.

Значения l

mах

для разных значений фронтов сигналов:

,нс 30 5 1

max

, M 1,5 0,25 0,05

Конструктивные способы согласования несогласованных длинных

линий изложены в разд. 7.2. Одним из эффективных способов умень-

шения помех при соединении элементов РЭС длинными линиями связи

является применение в качестве нагрузки диодов Шотки.

7.5. Расчет электрических параметров линий связи

Для расчета электрических параметров линий связи [33] достаточно

уметь рассчитывать электрическую емкость, индуктивность или волно-

вое сопротивление линии связи. При этом требуется применять доста-

точно сложные методы расчета, требующие использования ЭВМ. Рас-

четные формулы для определения параметров линий связи, выполнен-

ных проводным монтажом, даны в табл. 7.4.

В табл. 7.5 приведены формулы для расчета электрических парамет-

ров плоских кабелей некоторых конструкций. В таблице общий провод

обозначен G, а сигнальный — S. В ряде случаев при проектировании

РЭС удобно использовать эффективную диэлектрическую проницае-

мость среды ε

г эф

, с помощью которой можно определить волновое со-

противление кабеля по формуле

rээ

ZZ ε/

где Z

— волновое сопротивление линии в однородной воздушной

среде.

290

Для получения ε

r эф

в случае плоского кабеля используется форму-

ла [13]

кrээ

+−= )1(εε

где ε

— относительная диэлектриче

екая проницаемость материала

изоляции плоского кабеля; п —

относительный объем воздушной

среды, зависящий от конструкции

плоского кабеля.Значение п

определяется шагом установки

проводников d , oтнoшeниeм

толщины плоского кабеля Н к шагу d

Для наиболее распространенной конст

рукции плоского кабеля зависимость

представлена на рис. 7.6.

Рис. 7.6. Относительный

объем

воздушной среды в

диэлектрике

плоского кабеля

Таблица 7.5