Беш А.Н. Методические указания. Элементы теории импульсных преобразователей

Подождите немного. Документ загружается.

номинального тока пульсации. Суммарная величина емкости

конденсаторов должна равняться окончательному подсчитанному

значению C

total

, но емкость каждого конденсатора должна составлять

total

, где n – количество параллельно включенных конденсаторов.

В конце концов, разработчик должен испытать окончательный

проект, проверив его на предмет пульсаций выходного напряжения и

повышения температуры каждого конденсатора.

Параллельно с конденсаторами большей емкости можно также

включить высокочастотный конденсатор. Это связано с тем, что оксидно-

электролитические алюминиевые и танталовые конденсаторы не могут

поглощать составляющие тока очень высокой частоты. Для этой цели

хорошо подходит керамический конденсатор емкостью 0,01..0,1 мкФ.

2.5.8 Проектирование ключа и секции драйвера мощного

биполярного транзистора

Основной целью секции ключа является преобразование входного

постоянного напряжения в модулированное по ширине импульса

переменное напряжение. В следующих каскадах для подъема или

снижения импульса переменного тока может использоваться

трансформатор, и, наконец, выходной каскад преобразует переменный ток

в постоянный выходной ток. Для того чтобы выполнить преобразование

постоянного тока в переменный, ключ функционирует только в состояниях

насыщения и отсечки.

Сегодня используются два типа ключей: биполярный мощный

транзистор (плоскостной) и мощный полевой МОП-транзистор.

Транзистор IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor – биполярный

транзистор с изолированным затвором) используется в высокомощных

промышленных приложениях, таких как источники питания мощностью

более 1 кВт и электронные приводные устройства. Транзистор IGBT

медленнее отключается, чем полевой МОП-транзистор, поэтому обычно

используется на частотах переключения ниже 20 кГц.

Мощный биполярный транзистор – устройство, управляемое током.

Для того чтобы гарантировать функционирование «в стиле

переключателя», он должен работать в состоянии насыщения или

близком к нему (рисунок 17). Для этого ток «включения» базы должен

удовлетворять следующему неравенству:

FE(min)

C(max)

I 

, (2.19)

где I

– ток управления «включением» базы;

C(mах)

– максимальный предполагаемый ток через коллектор;

FE(min)

– минимальное специфицированное усиление транзистора.

Рисунок 17 – Волновые формы для мощного БТ в ИИП с ШИМ

Существует два типа схем управления базой. Драйвер

фиксированной базы, схема которого показана на рисунке 18, управляет

транзистором в насыщенном состоянии в течение всего периода

проводимости.

Рисунок 18 – Схемы драйвера фиксированной базы: а – драйвер с квази-

двутактным каскадом; б – драйвер с двутактным каскадом; в –

драйвер с трансформатором

Поскольку ток через коллектор почти всегда меньше максимального

ожидаемого значения, транзистор почти всегда будет перегружен.

Перевод транзистора в состояние глубокого насыщения приводит к

замедлению его отключения. Параметр времени хранения t

– это время

задержки между поступающим на базу сигналом «размыкания» и

моментом, когда коллектор начинает закрываться. На протяжении этого

времени напряжение между коллектором и эмиттером продолжает

поддерживать уровень напряжения насыщения. Хотя это и не приводит к

потерям, сокращается максимальный рабочий цикл, который может

использовать источник питания. Схема драйвера должна обеспечивать

быстрые переключения тока базы между «замкнутым» и «разомкнутыми»

состояниями ключа и делать напряжение базы немного отрицательным.

Проектная философия схемы драйвера фиксированной базы

заключается в том, чтобы извлечь ток из сравнительно низковольтного

источника (3..5 В), что обычно обеспечивается вспомогательной

обмоткой силового трансформатора. Резистор, подключенный

непосредственно последовательно с базой транзистора (R

на рисунке 18),

должен иметь сопротивление порядка 100 Ом. Его назначение –

ограничивать поступающий на базу постоянный ток во время замыкания

и размыкания ключа.

Параллельно этому резистору (R

) должен быть включен небольшой

конденсатор емкостью порядка 100 пФ, который называют конденсатором

ускорения базы. Он обеспечивает короткие положительные и

отрицательные всплески тока в продолжение переходных процессов

«включения» и «выключения» транзистора. Это снижает время

переключения и уменьшает угрозу вторичного пробоя и сжатия тока.

Резистор на коллекторе транзистора драйвера базы (R

на рисунке 18) в

дальнейшем управляет током управления базой в замкнутом состоянии

ключа. Напряжение на базе следует проверить с помощью осциллографа.

На протяжении переключения в состояние «ВЫКЛ» оно должно иметь

небольшое отрицательное значение, но не должно превышать номинала

напряжения лавинного пробоя между базой и эмиттером (меньше 5 В).

Вторая схема (рисунок 19), которую называют схемой драйвера

пропорциональной базы, всегда управляет транзистором в состоянии

насыщения или очень близком к нему.

Напряжение между коллектором и эмиттером выше, чем в случае

драйвера фиксированной базы, но теперь транзистор может переключаться

примерно через каждые 100..200 нс. Это в 5..10 раз быстрее, чем при

фиксированной базе. На практике, однако, схема драйвера фиксированной

базы применяется, в основном, в недорогих приложениях низкой и

средней мощности. Схемы драйвера пропорциональной базы

используются в приложениях высокой мощности. Последний вопрос – из

какого источника напряжения получать ток базы.

Поскольку переход база-эмиттер напоминает диод с прямым

смещением, то максимальное напряжение этого p–n-перехода V

составляет 0,7..1,0 В. В идеале, достаточным будет источника напряжения

2,5..4,0 В. Если напряжение источника драйвера базы слишком велико, то

управление базой будет сопровождаться значительными потерями.

Рисунок 19 – Схемы драйвера пропорциональной базы: а) фиксатор

Бейкера; б) трансформаторносвязанное пропорциональное воз-

буждение базы

В начальном макете должны быть тщательно исследованы формы

волны напряжения и тока, имеющих отношение к мощному транзистору;

необходимо убедиться в том, что они не превышают установленных

пределов области устойчивой работы. В это же время можно также

модифицировать любые величины для улучшения характеристик

переключения, поскольку они дают до 40% всех потерь источника

питания. Схемы драйвера, показанные на рисунке 18 и рисунке 19, – это

общий подход к управлению биполярным транзистором, и являются очень

хорошей отправной точкой для разработчика.

2.5.9 Проектирование ключа и секции драйвера на мощном

полевом МОП-транзисторе

Чаще всего в качестве ключа используется мощный полевой МОП-

транзистор. Его стоимость и потери насыщения в большинстве

приложений сравнимы с аналогичными потерями биполярного

транзистора, а переключение выполняется в 5..10 раз быстрее. Кроме того,

МОП-транзисторы проще для использования в проекте.

Полевой МОП-транзистор представляет собой источник тока с

управлением по напряжению. Для управления МОП-транзистором в

состоянии насыщения между выводами затвора и истока должно быть

приложено достаточно большое напряжение, чтобы пропускать ток силы

выше максимального ожидаемого тока через сток. Отношение напряжения

между затвором и истоком к току через сток называется межэлектродной

проводимостью (transonductance) и обозначается g

. Обычно мощные

полевые МОП-транзисторы разбивают на две категории:

 стандартные – должны иметь значение V

, равное 8..10 В, чтобы

гарантировать полный номинальный ток через сток;

 МОП-транзисторы логического уровня, в которых напряжение V

должно составлять лишь 4,0..4,5 В.

У полевых МОП-транзисторов логического уровня обычно низкие

номинальные значения напряжения между стоком и истоком (более 60 В).

Время переключения полевых МОП-транзисторов очень мало:

обычно от 40 до 80 нc. Для того чтобы организовать управление МОП-

транзистором с такой скоростью, необходимо прежде рассмотреть

неотъемлемую паразитную емкость, существующую во всех мощных

МОП-транзисторах (рисунок 20).

Рисунок 20 – УГО мощного ПТ с паразитными емкостями

Эти емкости указываются в спецификации любого мощного МОП-

транзистора и играют очень важную роль. Емкость перехода сток-исток

oss

учитывается в нагрузках стока, но напрямую не входит в схему

драйвера. Емкости C

iss

и C

rss

оказывают прямое и вычислимое влияние на

характеристики переключения полевого МОП-транзистора. На рисунке 21

показаны волновые формы цикла переключения для затвора и стока

типичного полевого МОП-транзистора с каналом n-типа.

Рисунок 21 – Волновые формы полевого МОП-транзистора

Плато в сигнале напряжения управления затвором обусловлено

ниспадающим участком сигнала между стоком и истоком, связанного с

узлом затвора через конденсатор C

rss

. На протяжении этого периода

наблюдается большой импульс тока управления затвором. Данному плато

соответствует уровень напряжения, который немного выше номинального

порогового напряжения затвора и составляет V

gI

. Значение

напряжения плато можно также определить с помощью графика

передаточной функции, представленной в спецификации любого полевого

МОП-транзистора (рисунок 22). Для неточной оценки может быть

использовано пороговое напряжение.

Рассматриваемые емкости обусловливают задержки в

характеристиках переключения полевого МОП-транзистора. Схемы

драйвера должны быть способны управлять емкостными нагрузками.

Прежде всего, должно быть определено количество заряда, необходимого

для перевода затвора через каждый уровень напряжения. Эту информацию

можно получить из рисунок 23, если вычесть значение одной рабочей

точки напряжения управления затвором из другой. Задержку

переключения можно вычислить по формулам (2.20..2.27).

Рисунок 22 – Типичные кривые, представлены в спецификациях полевых

МОП-транзисторов

Задержки замыкания ключа:

КМОП Биполярный

Задержка замыкания:

(l1)

t(1) 

eff(OH)

(l1)

. (2.20)

Время нарастания:

(l2)

t(2) 

eff(OH)

(l2)



; (2.21)

(l3)

t(3) 

eff(OH)

(l3)



; (2.22)

eff(OL)

R 

. (2.23)

Задержки размыкания ключа:

КМОП Биполярный

Задержка размыкания:

(l3)

t(3) 

eff(OL)

(l2)



. (2.24)

Время спада:

(l2)

t(2) 

eff(OL)

(l2)



; (2.25)

(l1)

t(1) 

eff(OL)

(l1)



; (2.26)

eff(OH)





. (2.27)

Драйверы на основе биполярного транзистора в большей степени

способны порождать выбросы тока, необходимого для затвора полевого

МОП-транзистора, чем драйверы, основанные на КМОП-транзисторах,

которые действуют скорее подобно источнику ограниченного тока и

приемнику. Скорость обычно управляется путем размещения резистора

последовательно между драйвером и затвором. В импульсных источниках

питания, когда требуется быстрое переключение, резистор с

сопротивлением более 27 Ом нежелателен, поскольку скорость

переключений упадет, а его потери, связанные с переключениями,

существенно возрастут. Резисторы большего сопротивления,

установленные последовательно с затвором, при переключении

напряжения стока будут создавать кратковременные колебания.

Различные схемы управления полевым МОП-транзистором представлены

на рисунке 23.

Рисунок 23 – Схемы управления полевым МОП-транзистором: а –

пассивное включение; б – пассивное выключение; в – биполярный

выходной двутактный каскад; г – выходной двутактный МОП-каскад;

д – драйвер с изолирующим трансформатором

2.5.10 Транзистор IGBT в качестве ключа

Транзистор IGВТ представляет собой кремниевый гибрид,

составленный из мощного полевого МОП-транзистора на выводе затвора и

«неблокируемого» тринистора (silicon controlled rectifier, SCR) между

выводами коллектора и эмиттера. Его внутренняя схема показана на

рисунке 24.